《基于软件无线电的数字调制解调技术的研究》开题报告和任务书

毕业设计(论文)任务书

信息 系         网络工程 专业     08级(   12届)   1 班   刘建飞 学生

 


                   江西理工大学应用科学学院  08级(   12   届)

学生毕业设计(论文)开题报告

设计(论文)题目     工作流技术在网络教学中的实际应用               

专业    网络工程        学生姓名      刘建飞       指导教师   卢欣荣


  █教研室主任:      (签名)   █系教学主任:          (签名)

              

 

 

 

 

第二篇:软件无线电中数字调制解调技术的研究[1]

南京理工大学

硕士学位论文

软件无线电中数字调制解调技术的研究

姓名:王小泉

申请学位级别:硕士

专业:通信与信息系统

指导教师:赵惠昌

2001.3.1

一一———』摘要蔓一j}型扭曲卫—一

软件无线电是近几年来无线通信领域的热点。本文针对软件无线电中的数字调制解调技术作了较为深入的研究。首先,阐述了软件无线电的基本概念、系统结构和发展方向;接着介绍了软件无线电中几种常用的数字调制方法,包括BPSK、DBPSK、QPSK、DQPSK、.rg/4一QPSK、MSK、GMSK等,并对各种调制方法的波形和功率谱作了仿真,并提出了查表法实现数字调制的方法;对软件无线电接收机中的几项关键技术进行了分析,包括带通采样定理、高速宽带A/D技术和抽样率转换技术,重点阐述了实现抽样率转换的各种滤波器的设计方法和实现结构:介绍了实现软件无线电数字调制解调的关键元件NCO技术,主要介绍了NCO的基本原理,相位抖动技术和幅度抖动技术降低杂散,提高无杂散动态范围:介绍了硬件实现软件无线电中数字调制解调的两种方法:FPGA实现和专用可编程器件实现。用VHDL语言描述了实现数字调制解调的几个关键模块,例如FIR滤波器、NCO、乘法器等。专用可编程硬件选用了以CLC5902和HSP50215为主的一系列芯片。在论文的最后,给出了硬件实现平台。

关键词:软件无线电、调制解调、抽样率转换、NCO、FPGA、VHDL。南京理工大学硕士论文

ABSTRACT

ABSTRAC’I‘

SoftwareradiohasbecometheSUbjectofintensivestudyinrecentyears.Thispaperfocusonthemodemtechnologyinsoftwareradio.First,weintroducethesoftwareradiodefinition,systemstructureanddevelopmenttrends.ThenweintroducesomekindofschemesofmodulationsuchasBPSK、DBPSK、QPSK、DQPSK、厅/4一QPSK、MSK、GMSK.etc.WesimulatethewaveformandPSDofthosemodulationschemesbyusingPCandpresentaimplementationmethodsbasedontheROM—table.Wealsoanalysisthekeytechniquesinsoftwareradio,includingthebandpasssamplingtheory,wide—bandA/Dandsamplerateconversion(SRC).OuremphasisisthedesignofFIRfiltersimplementingSRC.ThekeycomponentNCOinmodeminsoftwareradiotransceiverisalsointroduced,weanalysisthephaseditherandamplitudedithertechniquestoenhancetheSFDR.Attheendofthesis,wepresenttwosolutionstoimplementthemodem:FPGAandprogrammablehardware.WedescribetheFIRfilter,NCOandmultiplierbyVHDLlanguageWechoosetheHSP50215andCLC5902chipsasthebasicprogrammablehardware.Finally,wepresentthehardwareplatform.

Keywords:softwareradio?modem,samplerateconversion、-if-co、FPGA、VHDL.

南京理工大学硕士论文.2.

第一章绪论

第一章绪论

1.1软件无线电概念

软件无线电技术(Soft—wareRadio)是最近几年提出的一种实现无线通信的新体系结构。它主要是针对现在无线通信领域存在的一些问题,如多种通信体系并存、各种标准竞争激烈、频率资源紧张等等。特别是无线个人通信系统的发展,使得新的系统不断出现,产品生产周期越来越短,原有的以硬件为主的无线通信体制难以适应这种局面,1992年5月的全美电信系统年会上,MITRE公司的科学家JoeMitola首次提出了软件无线电的定义。就概念上讲,软件无线电是将模块化、标准化的硬件功能单元通过一个通用的硬件平台连接起来,并且能够通过软件加载实现各种无线通信系统的体系结构。这样,无线通信新系统、新产品的开发将逐步转移到软件上来,而无线通信产业的产值将越来越多的体现在软件上。软件无线电核心是将宽带A/D和D/A尽可能靠近天线,将无线通信的各种功能采用软件进行定义。这种结构具有很大的通用性。

1.2软件无线电系统的评价

如何评价一个软件无线电系统的“软”的程度呢?JoeMitola在1997年5月在欧洲召开的软件无线电会议中提到:用一个矢量(N,PDA,HM,SFA)来表示其“软件”的程废。该矢量的每一维坐标取值为O~3,其含义如下:

N是指空中接口所能支持的通道数,分为四种类型:单一频道[O】;双频道[1】:多频道【2](小于6个);RF频段中的所有频道[3]。

PDA是指可编程数字化访问,即指软件无线电中数字可编程的程度。分为四种类型:无可编程性[0】;基带可编程[1];中频可编程f2];射频可编程[3]:

HM指硬件的模块化程度,实际指硬件可编程程度,分为四类:无可编程性[O];系统可采用可编程专用模块【1]:系统采用DSP[2];采用FPGA[3];

SFA指软件模块化程度,也可认为是软件的可重用性。即软件是否可以应用于不同的硬件平台上,有如下四类:无定义空中接口的软件[O];硬件平台上只能运行一个厂商所提供的软件[1];多个厂商的软件均可加载到硬件平台上,但硬件平台是一个[2]:多个厂商的软件可加载到多个硬件平台上[3]。

相应地可将软件无线电划为四类:0级无线电系统功能固定,不能被编程。如模拟无线电(+,0,0,o);1级无线电在基带可编程(t,1,)0,)0);2级无线南京理工大学硕士学位论文

第章绪论

电在中频可编程(},2,)0,)O)如美国的SPEAKEASY(1 ̄n,2,2/3,1/2);3级无线电在射频可编程(+,3,1~3,3),也是最理想的软件无线电。

1.3软件无线电系统结构

翌H竺H二!竺㈦堕吲兰I

图1.3,1软件无线电的系统结构框图

由图1.3.1可以看出,软件无线电区别于传统无线电系统的主要区别是:(1)A/D/A转换器应该尽可能的靠近天线部分,信号的数字化是实现软件无线电的先决条件。(2)无线通信功能是由软件定义并完成的,这种完全的可编程能力包括可编程的信道接入方式、信道调制方式、纠错加密算法等,这是软件无线电区别于数字无线电的主要标志。软件无线电具有灵活性和集中性两大优点。灵活性即可以任意的转换信道接入方式,改变调制方式或接收不同系统的信号等。当前无线通信标准特别是移动通信标准不断的发展变化,这种灵活性对移动通信来说就显得尤为重要。例如,基站可以通过承载不同的软件来适应不同的通信标准,而不必对硬件平台进行改动。基站间可由软件算法Ij】调动态的分配信道与容量以优化性能;移动台可以自动检测接收到的信号的工作方式,以接入不同的网络(如GSM、CDMA)。集中性即多个信道享有共同的射频前端与宽带A/D/A转换器以获取每一信道相对廉价的信号处理性能。

显然,上述的软件无线电结构还不是理想的软件无线电结构,这主要是因为受硬件发展水平所限制。应该说,以目前的硬件水平,对于实现真正的软件无线电是不够的,但软件无线电的某些应用,在对系统结构和性能要求作一些适当的折衷后,是可实现的。而且从目前器件的发展趋势来看,满足要求的产品应在不久的将来能够得到。正是由于处于这样一个发展阶段,导致不同的研究机构、不同的应用方式得出了不同的折衷方案用各自不同的体系结构,又都称为软件无线电。

1.4软件无线电应用实例--Speakeasy系统

由于软件无线电能带来一系列的好处,以美国为首的西方发达国家十分重视此项技术的研究和实验。在海湾战争的“沙漠风暴”行动中,由于各国电台之间的差南京理工大学硕士学位论文

第一章绪论

异,使多国部队之间的通信联络复杂化,战斗效能大为下降。另外,随着当今通信技术的发展,军用电台必须及时更新换代才能跟踪先进技术,这就难免造成大量的军费开支。如何节约军费、又能保持军用通信设备技术不落后,是摆在世界各国面前的一个棘手问题。正是基于这样的背景,美国国防部高级研究计划总署提出了Speakeasy计划。可以说Speakeasy系统是目前软件无线电最成功的应用实例。1994年8月,SpeakeasyI型样机演示了以下功能:分别与四种电台通信;同时与两种电台通信;作为网桥、网关,连接两个相互独立的具有不同信号形式的无线网,使之能透明地传输;同时改变两个互连的Speakeasy电台的传输波形,实现了波形可编程特性。Speakeasy系统的目标是实现一个波形可编程、多频段、多模电台。所兼容的美军15种以上的电台,占用多种不同的频段,通信的制式、组网方式、调制方法、语音速率和编码方式及加密方法都有很大差异,这些都用软件实现,具有完全的可编程性。Speakeasy系统采用了双总线结构,即VME总线和高速数据总线。VME总线支持指令、控制和低速数据,高速总线提供高速数据的传输。射频端采用可互换多频段低功耗、高增益天线和多频段高功率RF放大器,通用可编程DSP采用多片TI公司的TMS320系列的芯片。对于一些复杂的、对运算处理能力要求高的功能如数字上变频和数字下变频、高速FFT等则用专用处理器或FPGA来完成。1.5实现软件无线电的关键技术

软件无线电采用开放式模块化设计,使电台业务功能与硬件平台相对独立,由此可带来一系列的好处。但由于硬件水平的限制及体系结构理论尚待成熟,理想的软件无线电还不可能马上实现。实现软件无线电的“瓶颈”包括:宽带天线和射频模块、宽带A,D变换、高速DSP器件等。

①宽带天线和射频模块

软件无线电台可以在多频段工作,必须应用宽带、低损耗天线,美国已研究出几个倍频程的天线,但效率太低。射频前端同样需要很宽的频率范围,如低噪声放大器、滤波、功放、AGC等,这在技术上不存在困难,市场上已有相关产品出现,如Mini.Circuits公司的MAR系列宽带低噪放可满足要求。

②宽带A/D、D/A转换器

软件无线电的一个显著特点是将A/D、D/A变换尽可能地靠近天线,至少要对中频进行A/D、D/A变换,它要求A/D、D/A器件具有较高的性能。评价A/D变换器性能的参数包括信噪比(SNR)、无寄生动态范围(SFDR)、互调失真(IMD)、采南京理工大学硕士学位论文

第一章绪论

样速率和采样精度等。其中主要的两项是采样速率和采样精度。比较理想的选择是AD公司的14bit、300MSPSAD9755模数转换器和12bit、300MSPSAD9753数模转换器。

③高速DSP

软件无线电是对整个工作频段进行数字化,中频和基带处理全部采用数字信号处理方式、实现软件控制,它对DSP芯片的处理能力提出了很高的要求。尽管目前TI公司已推出运算能力高达2400MIPS的C64XX系列DSP处理芯片,但让其完成诸如中频段的数字上变频(DUC)、数字下变频(DDC)、高速滤波等还是比较困难,所以目前DSP所作的主要工作仍然集中在基带数字信号处理部分,如信道编解码、语音编解码、加密、调制解调等。在目前来说,采用专用可编程DDC、DUC的软件无线电系统是比较现实的,一旦DSP器件达到所需水平,就很容易过渡到理想的软件无线电系统。

以上讨论的是实现软件无线电的硬件平台的“瓶颈”,除此之外,还有“软件”方面的问题。第一,软件无线电的体系结构理论还不成熟,其中包括采用怎样的总线结构、各功能模块的划分、以及与公共交换电话网(PSn田、移动通信网等的接口标准:第二,软件无线电的最大特色就是用软件实现电台的各项功能,如变频、滤波、放大、调制解调方式和信道选择等,这就需要对电台各功能块建立数学模型,然后选用比较有效的算法实现。关于电台物理功能的数学模型己比较成熟,实现数字滤波、调制解调等的算法也比较成熟,问题在于如何将各种功能模块的数学模型联系起来、优化及研究新的算法,以适应软件无线电台的需要的研究与实验。目前国外市场上也已出现关于民用软件无线电的初级产品,如蓝波公司fBuleWaveSystem)推出的软件无线电台模块,它包括一个数字收发器SB3410模块和DSP处理板,可以在70MHz中频上完成信号的数字化处理,系统支持的无线通信协议有TDMA、CDMA、AMPS、GSM,信号最大基带输入带宽为1.25MHz,SFDR可以达到90dB。我国也已将软件无线电纳入“863”计划,许多院校、研究所等都投入大量人力、物力研究软件无线电,但还处在理论研究和实验阶段,尚没有比较成熟的软件无线电台产品出现。诚然,软件无线电还处于初步研究阶段,具体的体系结构尚无定论,A/D、DSP器件的现有水平也限制了软件无线电的发展,但软件无线电具有开放式的硬件平台及很强的可编程性,便于电台间的互联互通,易于新业务、新技术的引入,必将成为未来无线电通信的主宰。

1.6本论文的选题背景和主要内容南京理工大学硕士学位论文

第一章绪论

本论文的研究内容是以波导公司南京通信研究所3G中软件无线电技术的研究为依托而选定的。目的是研究软件无线电中的几项关键技术,如数字调制解调、抽样率转换技术、NCO技术等,通过集体努力,最终初步实现软件无线电的数字调制解调平台。个人通信是未来移动通信的发展方向,到目前为止已经提出了多种空中接口标准,仅美国就采用了7种(PACs、IS一136、IS一95、IS一665、PCSl900、PCS2000和DECT)标准。ITu和欧洲也正在制定IMT-2000RJMTS的标准,这些标准推出的时间不同,应用范围也不同,很难期望在短期内用一个统一的接口标准进行无缝连接,而且未来还会有许多新的技术被应用到个人通信系统中,通信设备需要不断的改进和完善,因此必须采用一种轻巧、灵活的智能多模式终端,可以应用于不同的通信环境中,同时能够很方便的对其功能进行改进和业务扩展,这样才能最大程度的满足个人通信的要求,软件无线电对硬件的依赖程度很小,具有高度的开放性和可编程特性,一个软件无线电终端只要加载合适的通信软件模块,就可在任意通信系统中工作,实现各系统之间的互通。如果要改进软件电台的功能或添加新业务,只需对相应的软件部分进行修改即可,而不必对硬件部分做大的改动,可以大大减少研制资金和开发周期,软件无线电的上述特点,使得软件电台成为个人通信终端的最佳选择。

本文的主要内容包括:

第一章主要介绍了软件无线电的基本概念。软件无线电系统的评价标准,软件无线电系统结构,关键技术简介。

第二章主要介绍了几种应用广泛的数字调制技术的原理,并对各种数字调制的实现方法、仿真波形和频谱效率都作,+较为详细的叙述。

第三、四章分别介绍了软件无线电中的几种关键技术,包括带通采样定理、高速宽带A/D、D/A技术、抽样率转换技术和数控振荡器NCO技术。

第五章给出了软件无线电技术中数字调制解调的硬件实现的两种方案:FPGA实现和专用可编程芯片实现。南京理工大学硕士学位论文

第二章数字调制技术

第二章数字调制技术

2.1数字调制原理

数字调制是将数字符号转换为与信道特性相匹配的波形的过程。不同类型的信道特性,应存在不同类型的调制方式。目前,无线电频率资源已经非常紧张,有效的利用频谱,对于移动通信中的数字调制来说是非常重要的。移动通信的电波传输条件又极其恶劣,特别是快衰落的影响,造成接收信号电平的急剧变化。所以要求移动通信中的数字调制技术必须具有优良的频谱特性和抗干扰、抗衰落性能。移动通信中的发信机,一般都采用高效率的丙(C)类放大器,以获得较大的射频输出,这对降低移动台的功耗非常必要:接收机则为抗多径衰落,大多采用了限幅措施。这就要求已调的无线电信号的包络是恒定的。既要求采用恒包络数字调制技术。由于收发两端的滤波器和放大器,使得信道具有带限特性和非线性特性。非线性器件具有幅相转换(AM/PM)效应,即当输入信号幅度变化时,能够转化为输出信号的相位变化。理论和实践均己表明,当带限以后的已调波特性(由调制方式与带限滤波器共同决定)不能适应非线性特性时,其非线性特性会使已经滤除的带外分量几乎都被恢复出来,这种现象称为频谱扩散,是相当有害的,且难以通过发信滤波器来抑制这些带外分量。为了适应这类信道特性,已调波应具有两个特点。其一是包络恒定或包络起伏很小,以减小(AM/FM)效应,其二是应具有最小功率谱占用率,这就要求已调波应具有快速高频滚降的频谱特性,即除主瓣以外,只有很小的旁瓣,甚至几乎没有旁瓣,这种信号经过带限滤波后,只让主瓣无失真的通过,由于被滤除的旁瓣功率很小,所以滤波器的输出信号(非线性器件的输入信号)的包络起伏很小,从而大大减小了AM/FM效应。总之,数字调制系统应满足如下特性要求:

1:为了在衰落条件下获得所要求的误码率(BER),需要好的载噪比(C/N)和载干比(C/I)性能。

2:所采用的技术必须在规定频带约束内提供高的传输效率(以b/s/Hz为单位)。

3:应使用高效率的功率放大器,而带外辐射又必须降低到所需的要求。4:为了能使信号深衰落所引起的误差数降至最小,必须满足快速的比特再同步要求。

南京理工大学硕士学位论文.6.

第二章数字调制技术

目前数字移动通信的调制技术主要有两大类。第一类是连续相位调制技术,其射频已调波信号具有恒定包络的特性。它避开了线性的要求,可以使用高效率的C类功率放大器,降低了放大器的成本。其中有代表性的为MSK、GMSK、TFM、GTFM等。第二类是线性调制技术。BPSK、QPSK、QAM等。这类调制技术不适于非线性移动无线信道,因为他们不能满足占用频带的要求。但他们可用于线性移动无线信道。由于从基带频率变换到载频以及放大到发射电平,都需要高度的线性,设计难度和成本较高。故八十年代中期以前比较受重视的是第一类调制方式。但随着技术的进步,高效而实用的线性放大器早已出现,已使线性调制方法广泛流行开来。

载波相位变化值是一个随时间而变化的函数,记作妒(f),妒(f)随时间变化的轨迹称为相位轨迹。一个己调波的频谱特性与其相位轨迹有着密切关系,相位轨迹不同,对应的已调波频谱高频滚降速度也不同。如已调波在码元转换时刻产生相位跳变,便会使频谱高频滚降缓慢,带外辐射大,所以为了控制己调波的频谱特性,必须控制其相位轨迹。通常将相位轨迹分为两类:线性与非线性及连续与不连续。前者是指在一个码元内相位路径的轨迹,后者是指在相连码元转换点上相位路径是否连续。BPSK、QPSK、OQPSK属于不连续相位路径数字调制,SFSK、TFM、GMSK属于非线性连续相位数字调制。

2.2BPSK、DBPSK调制

BPSK是一种非常简单的调制方式。即二进制的数字信号1和0分别用载波的相位0和相位n来表示。其表达式为

s(,)=ACOS[cot+中(纠其中中(,)6t一伽.】)、。

mopbt=1

为了克服BPSK解调中载波恢复的相位模糊问题,通常采用相对调相或称为差分BPSK,即DBPSK。输入信号首先经过差分编码,再进行BPSK调制。BPSK调制实现非常简单,只需将载波与输入信号进行电平变换后的输出相乘即可。实际实现时,一般采用查表法实现BPSK调制。由于BPSK调制只有两种波形,故在ROM中只需存储两种相位的波形。为了节省存储空间,有时只需存储一种波形。仿真时用MATLAB编程,设置参数如下:数据速率^=500bps;载波频率C=1000Hz;采样速率L=10000Hz;南京理工大学硕士学位论文

第二章数字调制技术

图2.2.1BPSK调制波形和功率谱

QPSK、DQPSK调制

由于BPSK信号占用带宽约为2^,其相位路径不连续,在数据极性转QPSK是多相相移调制(MPSK)的一种特殊情况。载波的不同相位,

S。(f)=ACOS(2删:f+≯。)0≤t≤Ti=1,2,3,4(2.3.1)

S.【f)=Acos≯,cos(2矾f)一ASINqJ,SIN(2矾f)(2.3.2)差分编码DBPSK的波形与频谱与BPSK相同。由图2.2.1可见,BPSK频谱主瓣宽度约为2以=1000Hz,频谱利用率为0.5bps/Hz较低;2.3换时刻,相位发生180度跳变,已调波功率谱高频滚降缓慢。为提高频带利用率,提出了QPSK调制。为减小已调波的相位突变,又提出了交错正交移相键控OQPSK,为了解调简便,提出了特性介于前两种调制方式之问的Ⅱ/4一QPSK,但他们仍属于不连续相位路径的数字调制。对应于不同的信息。QPSK的波形表达式可写为:按三角公式展开,可改写为

上式可以看成两个正交载波分量之和,其幅度分别为ACOS#,和ASINq),。分别称为正交分量和同相分量。设原始的数据流d。(f)=d。d,d:…,为双极性脉冲序列。其值为+l或.1,分别代表0或1。d。(f)经数据分离器分成奇偶两路,dl(f)=dod:d。…和屯(f)=did,d5…,每路的码元宽度扩展为2T。南京理工大学硕士学位论文

第一一章数7调制技术

其L}?奇数路数据d¨(,)经延时送入Q信道,对载波SIN(2万,)进行二相调制。偶数路数据d『(r)送入I信道,对载波COS(2形t)进行二相调制,然后两个二相信号相加得到Mq相信号。图2.3.1中延时电路的作用是使两个信道中宽度为2T的数据沿对齐。在码元转换时刻,QPSK信号的相位可能产生90度突变,也可能产生180度突变。前者发生在两个信道上只有一路数据改变极性时,后者则发生在两个信道上数据同时改变极性时。

一发一送一成

引犁一型习

~/20

蹦一∽鬲一

如.∽咂砒困毗咂一

送成一型

一2一发一墨

圈2.3.1QPSK调制框图祗一》

成型滤波器的作用有两个:一是平滑波形,使调制信号频谱带外衰减加快,提高频带利用率。5.2是为了消除码间干扰,一般此滤波器的频域特性都满足Naqust定理。满足Nyquist第一准则的滤波器有许多类型,其中具有升余弦滚降特性的低通滤波器较为常用。为了满足接收端进行匹配滤波的要求.可将升余眩低通滤波器的传递函数分解为两部分的级联:一部分在发送端用于波形成型,另一部分用在接收端进行匹配滤波。每…部分称为平方根升余弦低通滤波器。升余弦低通滤波器的传递函数为:

+埘玎一R,一

、●●/丛玎、●●,r一2等≤悱万I+R

H(/)=O}/12万I+R(2.3.3)

『.。兰l小掣

则发送滤波器和接收滤波器的传递函数为:

H,(,)=H。(.厂)=√翮r2.3.41

南京理T=人学硕{‘学位论文

第二章数字调制技术

式中,R为滚降因子。发送滤波器的冲击响应如下图

其中R=0.35。R不同,导致滚降速度不同,R越大,滚降越慢,一般应用中,R取为小于O.5。在北美DAMPS中,R=0.35,在W.CDMA中,R=0.22。黼图2.3.2平方根升余弦滤波器的冲击响应

丰h成型过渡5的oPSK波形加成型滤波§以后的QPSK波形

020406080f∞120140160TB0200

丰∞《科诧渡#∞QPSK∞串m

(a)未加成型滤波器(b)加成型滤波器

图2.3.3QPSK波形和功率谱谱

为了体现成型滤波器的作用仿真时先不加此滤波器,仿真结果如图2.3.3(a)所示。仿真应用成型滤波器的QPSK的波形和频谱如图2.3.3(b)所示。可见其波形有较大的起伏,包络出现零点,这对后级的功放提出了非南京理工大学硕士学位论文

第二章数字调制技术

常高的要求。但其频谱的带外衰减较快。仿真参数同上。

若二进制数据速率为吒,用BPSK传输所需信道带宽为2^,若用QPSK由于四进制码元速率为一=^/2,因此所需信道带宽为2r=rb,显然QPSK传输方式的信道频带利用率要比BPSK提高一倍。

同样,QPSK也存在相干载波提取中存在的相位模糊问题。为解决这个问题,同样需要引入DQPSK,DQPSK信号同样可看成两路DBPSK信号的合成,仅需在QPSK信号调制器的串/并变换器后接一个差分编码器,就构成DQPSK调制器。

‘U、

K刁—卜—1

匕斗iII

气一—J

(a)QPSK/DQPSK

图2.3.4相位转移图

QPSK和DQPSK的相位转移图如图2.3.4(a)所示。码元转换时刻相位突变为±90度或±180度,在带宽受限时,信号包络有较大的变化(可达100%),当信号通过工作在饱和状态的非线性放大器时,将引起频谱较大的展宽,为解决这个问题,可采用参差QPSK(OQPSK)。

2.40QPSK调制

OQPSK与QPSK的区别在于OQPSK把I路与Q路信号在时间上错开一个输入码元宽度瓦,因而信号的相位变化在任何一个五的整数倍时都可能发生,但两路信号的相位变化不会同时发生。这样,输出的OQPSK信号只有0和±90度的变化,而不存在180度的相位突变。其相位转移图见图2.3.4(b)。在OQPSK中,同相和正交这两个信道如同两个独立的BPSK信道一样,可以分别进行差分编码。与QPSK调制器相比,OQPSK调制器中的数据分离器不需要延迟兀的电路。加成型滤波器后,其波形幅度变化很小。南京理工大学硕士学位论文

第=章数字调制技术

2.5三一QPSK调制

口/4一QPSK调制是QPSK和OQPSK的一种折衷方案。QPSK的最大相移为180度,OQPSK的最大相移为90度。而7/"/4一QPSK的最大相移为l35度。单从相位突变角度来看,71"/4一QPSK调制性能应比OQPSK差,这是因为经过带限信道后,7l"/4~QPSK的包络起伏比OQSPK要大。但是,丌/4一OPsx最吸引人的优点是可以进行非相干解调,极大的简化了接收机的结构。并且分析表明在多径衰落条件下,万/4一QPSK的性能优于OQPSK。

图2.5.1万/4一QPSK调制框图

疗/4一QPSK调制原理如图2.5.1。二进制数据首先转换成两路并行数据流,d,(t)和do(f)。再经过信号映射器得到基带非归零脉冲I(t)和Q(t)。设符号周期为T,,。和g分别为I(t)和Q(t)在KT≤t≤(K+1)r期间的采样值,信号映射由下式确定:

7女2c傩臼t

、(2.5.1)1

Qk=SIN0k=lk_lSIN串k—Qk^COS咖k2“一lcD哆一虬SINe‘

其中巩=0¨+Ok。0。由输入的数据经分路以后的dr(f)和do(f)共同决定。其关系如表2.5.1。南京理工大学硕士学位论文

第=章数字调制技术

d,0)dQ(f)0女COSokSINOk

1145++

Ol135+

O0—135

l0.45+

表2.5.1

很明显,若将(^,g)看成I—Q平面上的矢量,则它是矢量(,。,Qk一,)旋转了一个角度吼。通过信号映射后的两条支路的输出经过具有平方根升余弦特性的滤波器,再进行正交调制。相移只能为K.n'/4,K=±1.±3。

图2.5.2给出了OQPSK和丌/4一QPSK的波形图和功率谱密度,可见,OQPSK波形起伏很小,而7/"/4一QPSl(的波形起伏介于QPSK和OQPSK之间。

250300鳟0400

050川50卯O棚∞03504∞050100150260

∞m々Mta“fn。。PsK目¥m州oPsK”¥*

一:l:17

f\.

一卜’\,:

、1—1

/?\\}二二.:..:j::

O帅01000'500200025Ix)30∞3.5004000‘5∞∞∞

“Hzl

(a)OQPSK波形和功率谱(b)zc/4一QPSK波形和功率谱

图2.52

QPSK、OQPSK、n'/4一QPSK这几种调制方式都可以用查表法实现,直接输出数字中频信号,但需注意,一般查表法实现数字调制时都不加成型滤波器,这主要是因为制作带成型滤波的ROM难度较大,且所需存储量随滤波器阶数呈指数增长。解决的办法是对调制后的信号进行带通滤南京理工大学硕士学位论文

第二章数字调制技术

波,口]达到同样的效果。

2.6MSK调制

BPSK、DBPSK、QPSK,DQPSK、万/4一QPSK调制都属于不连续相位数字调制,它们都没有根本消除相位突变,所以频谱滚降仍然比较慢。MSK是在OQPSK基础上发展起来的一种线性连续相位路径的数字调制技术,它从根本上消除了相位突变,其频谱滚降得到显著改善。MSK是二进制连续相位移频键控2FSK的一种特殊情况,2FSK可用频率选择法或载波调频法。前者相位不连续,后者相位连续。

MSK信号可表示为s(t)=cos[2,吮,+≯(f)],≯(f)是附加的相位函数,妒(f)可写为

庐(f)=鲁H丸%≤f≤@+1)瓦(2.6.1)

厶』6

式中,a。为第K个码元中的数据,取值为±1,九是第K个码元的相位常数,它在时间女瓦≤t≤(k+1)Tb中保持不变。故MSK信号可改写为

sm(r):COS[2nfct+熹t+九].%≤f≤(女+1)瓦(2.6.2)

二lb

由于调制指数^=(厶一z)瓦=孚=。.5,所以频偏蜕=等=击,波形相关系数p=O,两信号必然正交。此外,每一码元周期£内必包含四分之一载波的整数倍。两个传信频率^、,2的选择必须使得他们在一个码元期间的相位累积严格的相差180度。相位常数以的选择应保证信号相位在码元转换时刻是连续的。所以能推导出以下相位递归条件:

以=“+(%.一口。)等

f庐。一.(2?6?3)

拉。:=口。一。

一k—I+krcak≠ak-i

此式表明丸与丸一,有关。九的起始参考值丸可以假定为0而不失一般性。故以=0或厅(模2石),附加相位函数砸)是MSK信号的总相位减去随时间线性增长的载波相位而得到的剩余相位。≯(f)的表示式是一直线方程。直线的斜率是鲁,截距是A。MSK载波相位在一个码元内按线性规律变南京理工大学硕士学位论文,14.

第二章数字调制技术

化,每个码元内相位变化总是鲁。上面是把MSK信号看成是调制指数为O5的2CPFSK,此情况下的信息数据是由频率来载荷的。另一种可以把MSK信号看成是OQPSK信号的特殊情况,此时,数据是由相位来载荷的。考虑到a^=±1,丸=0或万(模2,『),可得:

蹦f)=COSCkC∞署伽∞ct-a,COS庐tSIN旦2LSIN叫

:i印s轰∞妇cl-盼Ⅲ蠢洲州

.女瓦≤t≤(t+1)瓦

其中,。=coso。,Q。=akcos丸。上式表明MSK信号可看作是由两个正交信道组成。I信道中,COSco。f是载波。COS熹是余弦符号加权函数,,。是

‘』6

由输入数据决定的同相分量等效数据,Q信道与I信道类似。由于,。、幺的取值均为±1,可得MSK信号的频率与等效数据的关系为

,2五十(L。Qk)’者(2?6?5)

当,^、Q。极性相同时,(,。oQ。)=一1,厂=‘一三_。当,。、Q。极性不相

’』6

同时,,-付击棚Ⅱ权函数㈣署是绷檄,删象是正j檄,其重复频率就是频移蜕=嘉,因而重复周期为四倍的码元宽度。,。、Qk都1』^

取决于输入数据,其中,。可以理解为输入数据经过编码以后在I信道上的数据,Q。可理解同样的输入数据经过编码以后在Q信道上的数据,,。、g都与丸有关,而丸服从前面的相位约束条件。

在一般简单应用中,MSK调制可以采用最简单的查表法实现,由于为ROM地自L,仿真结果如图2.6.2。南京理工大学硕士学位论文MSK只有两种频率的波形,只需存储两种波形。输入数据经差分编码后作

第二章数字调制技术

图2.6.1MSK调制原理图

ROM查表i击.MSK功率谱

≯。伪

从扣\孙7z,嘶

,~、八八

;”M

UbUU1UUU10uUZUUUz叫uJUUUJbUU4UUU4bUUbUUU

f(HZ)

图262ROM查表法实现MSK波形和功率谱

MSK调制方式的突出优点是信号具有恒定的振幅,相位连续,信号的功率谱在主瓣以外衰减的较快。但是,移动通信对信号带外辐射功率的限制是十分严格的,往往需要信号在邻近信道所辐射的功率和所需信道的信号功率相比,衰减60dB,甚至更多。MSK信号不能满足这样苛刻的要求,如果对输入数据波形进行处理,则既可使已调信号保持包络恒定,又可同时减小带外辐射功率。高斯最小移频键控GMSK就是这样的一种调制方式。

2.7GMsK调制南京理工大学硕士学位论文

第二章数字调制技术

为了有效的抑制MSK信号的带外辐射并保证经过预调制滤波后的已调信号能采用简单的MSK相干检测电路,预调制滤波器必须具备以下特点:①带宽窄并且具有陡峭的截止特性。②冲击响应的过冲较小。③滤波器输出脉冲面积为一常量,该常量对应的一个码元内的载波相移为z/2。一种满足上述特性要求的预调制滤波器是高斯低通滤波器,其冲击响应为:^O)=x];-aexp(-xa2t2)(2.7.1)

B。为高斯滤波器的3dB带宽。坑五为系统的可改变的系统参数。设输入不归零(NRz)数据的矩形脉冲工0)可以表示为:

zo,=[u(z+≥)一u(r一≥)]cz.,.z,

式中【,(f)为单位阶跃函数,高斯滤波器的矩形脉冲响应为:

g(f)=x(f)t^0)(2.7.3)

则g(f)={Q[箍(r珊QlF佩2rU3b(r+铷亿,∽

其中酗书去exp(一守∽?固

图2.7.1为Bh疋=O.3(GSM)时,高斯滤波嚣的矩形脉冲响应。

图2.7.1高斯滤波器矩形脉冲响应

一种简单的GMSK信号的产生方法就是用基带高斯脉冲流直接调制VCO的频率,如图2.7.2所示。这种方案的弱点是很难保证VCO的频率稳定在南京理工大学硕士学位论文

第二章数字调制技术

允许的范围内。一坐阿磊磊磊—L小而稠——————叫预调制高斯滤波器L_—一FM调制器J

图2.7.2模拟调频实现GMSK调制

另一种实用的方案是采用波形存储正交调制法。基本原理如下:

设输入数据为b。,可得GMSK信号的表达式为:儿’:篡勰卜删龇枇。,=cjDs眵(r)】cos∞。f一田Ⅳ眵(f)b,Ⅳ∞。f(2,.s)。““w

其㈣=象互弘(…瓦一孚]卜亿,.,,

由于g(f)的取值范围为(~。,+o。),是物理不可实现的。因此,实际系统中均需要对g(f)进行截短。若采用波形存储的方法来产生cos[≯(O]和ssN[o(O],就需要对gO)迸行截短。设g(f)截短后的函数gr(r)可以表示为:舶):∽Irl≤掣瓦(2,.。)

f0其它

式中(2N+1)To为截断长度。因为括OⅫ=咒,则对g(f)进行截短处理后,应使gr(f)满足:fgr0№=瓦。在豇瓦≤,≤@+1玩内,庐O)可表示成为:

加)=瓦}'E—t糌-gr卜瓦一孚)卜∽,.,,

=西(尼瓦)+△声(f1

其中撕,=利州…瓦一班(2.7.10)

蛾,=象驿十小钟(2.7.11)将截断后的gr(,)代入上式,可得:

南京理工大学硕士学位论文

第二章数字调制技术

△≯(f)三巩㈣Ⅱ~6,批。"叫瓦

、手b(2.7.12)

“瓦瓦一力万一2

口"

三巩旦珥》》%,惋%,眺《文瓦一瓦了瓦了卜F/卜F,订万一2豇~,模厅

.洲瞄(f)],再经过正交调制就可得到GMSK已调信号。

图2.7.2波形存储法实现GMSK调制原理框图

.19.其中f.o,1,2,3。并满足七瓦≤f≤忙+l玩。从上式可看出≯(f)=△砸)+≯@瓦),在女瓦≤t≤(k+l玩内,仅取决于输入数据的bk一Ⅳ,……也。b。,b。,….bk+。和初始象限鲁,,因此嘶)的状态有限。因此,据砸)制作出cos[oO)],D删眵(r)】的表,并存储在ROM中,再根据输入数据形成查表地址,读出ROM中的内容,在经过D/A变换和滤波后,就得到所需的基带信号c∞眵O)]和图2.7.3和图2.7.4分别是I路和Q路基带波形。南京理工大学硕士学位论文

第二章数字调制技术

图2.7.3I路基带调制波形

Qmodulation

图27.4Q路基带调制波形

南京理工大学硕士学位论文.20

第三章软件无线电中的关键技术

第三章软件无线电技术中的关键技术

3.1带通采样定理

设带通信号中心频率为厶,带宽为B,其上下截止频率分别为厶=五+B/2,^=^一B12a根据采样值重建信号不失真的充分必要条件是:采样频率f必须满足如下条件:

2厶/n≤/:≤2^/_一1)(3.1.1)

n=1,2…Hm缸。n。。=帆/BJ。卜j表示不超过括号内数值的最大整数。式

Lnn—lj‘‘…7

n一

带通信号采样后,经过数字下变频,产生了不需要的倍频分量,基带信号与倍频分量的频率间隔为:

uC(,”)=2x?min{n一2厶/L,2^//:一(”一1))。(3.1.2)

带通采样定理只是给出了采样频率的取值范围,对于一个实际的采样系统,采样频率应有一个最佳的选择。故采样频率的选取应综合考虑A/Du(,,月)取得在区间£内的极大值,最有利于后级滤波器的设计。最大过渡

‰(”)=-I羔,n卜一等航(3¨)

U。。=max(U。。O))=max(U。。(1))=厅一,£B/(2fo)。(3.1.4)

.21.(3.1.1)表明带通信号的采样频率的取值范围是由n…个互不重叠的区间组成,£:l宅},鱼≥I。最低不失真采样频率丘。。:盗。其中S。:[2厶,+o。)表示的是低通信号采样定理,可见上述定理包括了低通信号的采样定理。转换速度、后级滤波器的工作频率及设计的难易程度等因素。从A/D速度方面考虑,采样频率应取区间S。的左端点,但这时中频信号经过数字下变频后,基带频谱与倍频分量的间隔为0,即过渡带为0,这时对于后级低通滤波器的设计最为不利。因此,从滤波器设计的角度考虑,采样频率取六一并不是最佳的选择,当采样频率取为/:。,=.妄鲁时,过渡带宽度带宽为南京理工大学硕士学位论文并且,当n21时,,。,=4To,过渡带宽在所有采样频率区间中取得最大值

第三章软件无线电中的关键技术

这时,数控振荡器(NCO)的输出值仅由0、-1构成。所以,工。=4^不仅在滤波器的设计中是最佳的选择,而且简化了整个数字下变频(包括NCO和混频器)的设计过程。因此,这种采样频率在工程中得到了广泛应用。

3.2高速宽带A/D技术

ADC是软件无线电设计中的关键部件之一。ADC的选择,我们除了要考虑采样速率、位数等因素外,还应注意以下几个重要指标。

①信噪比<SNR)

ADC的噪声即为输入信号的均方功率与噪声信号均方功率之比。理想情况下,ADC噪声来源仅由量化所引起。假定量化噪声的幅度在一个量化阶内呈均匀分布,则ADC在理论上可能达到的最大信噪比可通过下式计

算:

SNR=6.02B+1.76+10log[f,/(2fm。)](3.2.1)

其中,B为ADC的位数,工为采样频率,,枇;为输入模拟信号的最高带宽。由上式可看出,采样频率每提高l倍,SNR增加3dB。而在欠采样时,采样频率一般较低,所以岔降低ADC的信噪比。

实际中,除了量化噪声外,ADC的7L径抖动也会带来较大的噪声。孔径抖动噪声是由于在ADC的孔径时间内,输入模拟信号的不确定性引起的。孔径抖动对满量程正弦信号SNR的影响可以计算如下:,

正弦信号v(t)=Vosin2矽,

idV:2zJ'VoCOS2nft(3.2.2)

警f。=警Bz.s,

计算RMS误差电压△%。和RMS孑L径抖动时间t。的比值为:

—AVR—Ms:一2Zfl"of3.2.41

f。42

南京理工大学硕士学位论文.22.

第三章软件无线电中的关键技术

RMS误差电压△‰为:△‰=警(3.2.5)

相应RMS信噪比为:

洲锄?。4喾]=20logm硎aB(3.2.6)

孔径时间确定时,随着输入信号频率的提高,SNR越低。所以,在欠采样时,由于ADC的孔径时间一定,若信号载频选择过高,将严重降低信噪比。另外,ADC的噪声还包括电路噪声,比较器模糊等等,实际的SNR会比由以上两式计算所得的SNR要低。

②全功率输入带宽

在欠采样系统中,ADC的速率可以很低,但须强调的是,ADC的输入电路即使在信号的最高频率上也要能有效的工作。这一技术要求是以ADC的全功率带宽形式给出的。它的一般定义为满刻度输入信号时,从直流到ADC输出振幅低于最大输出电平3dB的频率范围。对于欠采样系统来说,这是个非常重要的技术指标,因为当ADC抽样高频输入信号时,宽的全功率输入带宽能确保平坦输出,这是欠采样系统所期望的。但必须注意的是,ADC技术指标给出的全功率输入带宽不是个极限值,因为当输入信号的幅度降低时带宽会随之增加。

③线性指标

理想欠采样系统要求ADC在对高频或低频输入信号抽样时有一样的性能。而事实上,随着输入信号频率的提高,ADC的性能会恶化。因此,在选取欠采样ADC时,另一个必须要考虑的重要因素是ADC的线性指标。在ADC描述线性的指标有:总谐波失真(THD)和互调失真(IMD)。?总谐波失真(TotalHarmonicDistortion,简称THD)

THD是描述单音输入情况下ADC的非线性特性。它的定义是谐波的均方根振幅与信号的均方根振幅之比,其中谐波的均方根振幅通常通过基频正弦波的前五次谐波的振幅平方和求方根而得到。

?互调失真fIntermodulationDistortion,简称IMD)

互调失真是描述同时有多音正弦输入情况下ADC的非线性特性。它的定义是谐波的均方根振幅与信号的均方根振幅之比,其中谐波的均方根南京理工大学硕士学位论文.23.

第三章软件无线电中的关键技术

一般通过主要谐波的平方和求方根而得。IMD的大小与同时输入的多音数目有关,AD9042在三音输入情况下的IMD为一90dB,AD公司已完成48音输入的测试。互调失真在宽带接收机中尤为重要,因此,在ADC用于欠采样时,应仔细检查线性指标以确定其在高频输入时的性能。

④无寄生动态范围(Spurious.freeDynamicRange,简称SFDR)

在欠采样ADC用于宽带接收机时还需考虑的一个重要指标为无寄生动态范围SFDR。它可评估强信号干扰下ADC同步监测微弱信号的能力。假定ADC输入信号是正弦波,则SFDR定义为正弦信号功率均方根与最大寄生信号均方根的比值。SFDR技术特性适合应用于有用信号带宽比奈奎斯特带宽小时的情况。在实际ADC中评估SFDR比较困难,因此通过测定来获得SFDR技术特性。大多数应用中在整个工作频段SFDR至少需70dB动态范围,一般需要80dB.而GSM系统则需要规定91dB动态范围。

⑤噪声功率比(NoisePowerRatio,简称NPR)

NPR特性可用于诸如移动蜂窝系统的应用中。它的定义是窄带滤波器的带外噪声功率谱密度与窄带滤波器的带内噪声的功率谱密度的比值。NPR可提供ADC如何限制信道问相互干扰的信息。

还应注意的是,ADC的许多参数间是有联系的。例如:尽管ADC的全功率带宽足够宽,但随着输入信号的频率趋于全功率带宽时,其它一些指标,如THD、SNR会随之变化;小的输入信号会降低信噪比,但同时又会使输入带宽增大,使孔径抖动噪声下降。因此,在设计欠采样系统时,应折衷考虑ADC的频率响应和信噪比。

3.3抽样率转换技术

软件无线电要求其通用的硬件平台能够处理多种不同通信标准的信号,不同标准的信号的符号速率或chip速率是不同的,例如GSM的数据速率为270.83Kbps,IS一95中扩频码的调制速率为1.2288Mchip/s,其时钟标准通常是由系统主时钟通过不同的分频比产生。因此速率转换是软件无线电硬件平台所必需的一个基本功能。A/D转换器在软件无线电中的作用至关重要,为了便于工程实现,在设计软件无线电的硬件平台时,通常使南京理工大学硕士学位论文一24.

第三章软件无线电中的关键技术

ADC工作在一个固定的采样频率上,且尽可能靠近天线,这必然导致采样速率非常高,而实际的信号带宽比ADC输出的信号带宽要小得多,所以在A/D变换后应当尽可能早的进行信道选择滤波(channelizerandfiltering)以减小采样率。这对于减小整个系统的功耗和减小后级处理的复杂度都具有非常重要的意义。另外,在软件无线电台中,实际的A/D采样频率与信号的符号速率或chip速率之间很难保证具有整数倍的关系,所以抽样率转换技术是软件无线电台所必须具备的功能。

由于A/D采样后的数据速率很高,且采样速率并不一定是符号速率或chip速率的整数倍,所以抽样率转换系统必须具备两个基本功能:首先是要降低采样速率,以减小后级处理的运算量,其次是要保证抽取后的采样速率等于符号速率(chip速率)或符号速率(chip速率)的整数倍(取决于后级处理需求)。因此一般将抽样率转换系统分为两部分实现,即整数倍抽取和小数倍抽取。{堕三M堕’匪蛩卧

图3.3.I抽取滤波器豹分级实现

整数倍抽取前的抗混迭滤波器的实现比较容易,系数为固定的常数。具体实现时可采用分布式运算结构,不需要做乘法运算。而在实现小数倍抽取时将导致时变滤波器结构,需要做实时的乘法运算。所以为了使乘法运算工作在较低速率下,一般将整数倍抽取放在前面一级,小数倍抽取放在后面一级。下面将详细介绍抽取滤波器的具体实现方法。

3.3.1整数倍抽取滤波器的实现

在实现整数倍抽取时,一般也采用多级级联的实现结构。这样做可以极大的减少计算量。决定计算量大小的主要因素是过渡带宽与采样速率的比值,因此分级实现时,每一级的过渡带可增大或采样率可降低,从而有效的减小计算量。设整数倍抽取滤波器总的抽取因子为D=M×2”1,故可分为m级实现。第一级实现M倍抽取,一般采用简单整系数梳状滤波器实南京理工大学硕士学位论文.25.

第三章软件无线电中的关键技术

现。后面m一1级可采用半带滤波器分级实现,每一级实现2倍抽取。整数倍抽取实现的框图如图3.3.2所示:

2”一1

一———叫级连梳状滤波器(ClC)卜—叫多级半带滤波抽取器卜—-.r———————————一一]r————一——————————1【...—。———————,...........—————————,..............———J【—,—.........————.,.........—........,.。,一

图3.3.2抽取滤波器的多级实现

(1)级联梳状滤波器(CIC,cascadedintegrated—combfilter)

梳状滤波器是一种简单整系数滤波器。其冲激响应为

m)=£:纛Ⅳ。1Bs.,,

N为滤波器的长度。频率响应为

H∽):∑N-I^bp一

(3.3.2)

=窖一,詈∽塑嘲

其幅频特性为H(eJ。)=如图3.3.3所示。

由图3.3.3可以看出,梳状滤波器的阻带最小衰减大约为.13.46dB,不能适应较高的要求,为了满足阻带衰减的要求,可采用级联的方法来获得。级联后的幅频特性为

南京理工大学硕士学位论文.26.

第三章软件无线电中的关键技术

H(ej。)=(3.3.3)

图3.3.4为L取不同值时的幅频特性。从图中可以看出,随着级数L的增加,阻带衰减增大,但通带的幅度衰减也越大。一般梳状滤波器作为抽取滤波器时,都设定滤波器的长度等于抽取因子,设抽取因子为D.,这样做的目的是完成滤波和抽取过程只需将输入的每D.个数据作为一组,把它们加起来即可作为一个输出,实现起来非常简单。在具体实现时,可以将梳状滤波器的传递函数分解为N级高速积分和N级低速微分的过程,中间为M倍抽取器所隔开。实现CIC滤波器时,只需要加减运算,不需要乘法运算。故所需运算量极小。一般CIC滤波器只用于抽取滤波器的第一级,可以实现高抽取因子,且结构简单。

入/—十\i

l,

(dB)*20\弋严1,-、.厂、

001020304050.6070809

NormaCizedfrequency(Nyquist==1)

\i

(degreesJ≮…卞对~\0~…≮…一

…一闷一“弋…{\八

一一j一∑

00102030,4O506070809

NornⅧlizedfrequencyfNyqulst==1)

图3.3.3梳状滤波器的幅频和相频特性(长度N=10)

南京理工大学硕士学位论文.27.

第三章软件无线电中的关键技术

:1一0o

:0口

比一100忒心彭右丁

i一200Vl、忒i…影…彦

暑ll1

:9Z.300:

00102030405060708091

NormaIizedfrequencY(NYquiot??1)

图3.3.4级联CIC滤波器的幅频特性

—孤田(b)

图3.3.5CIC滤波器结构(a)直接实现。(h)积分.梳状级联结构

(2)半带滤波器(HMf-bandfilter)

半带滤波器是一种非常适合二倍抽取的滤波器,它可使二倍抽取的每秒乘法次数比一般线性相位FIR滤波器减少差不多一倍。因此,在高倍抽取时,大都采用多个半带滤波器级联的方式。当抽取因子不是2的整数次幂时,即D=NX2“1,第一级可使用简单整系数CIC滤波器实现,后面的抽取再使用级联的半带滤波器。

半带滤波器用于二倍抽取时,需满足以下条件:

南京理工大学硕士学位论文.28.

第三章软件无线电中的关键技术

∞52万一COD(3.3.4)

H(eA…’)=l—Hk一)(3.3.5)

其中∞。为通带边缘频率,∞。为阻带边缘频率。

半带滤波器具有如下特性:

l、冲击响应^(n)为实数且为偶对称,且偶序号(不包括序号0)的冲击响

应为0。

2、半带滤波器的频率响应于信号的抽样率降低一倍后,在过渡带是有混

叠的,但在通带是没有混叠的。

3、半带滤波器要求通带误差容限与阻带误差容限相等。

设计半带滤波器可采用窗函数法。

半带滤波器的理想冲击响应为:钆0)=面sin(n'/2)(3.3.6)

窗函数选为Kaiser窗:

∞∞)=厶[卢瓜丽],0∽)0-<Inl≤(N-1)/2(3.3.7)

其中∥=o.1102?(爿,一8.7),A。为阻带衰减。

厶-,=?+砉[击(主)‘]2是零阶第一类修正贝赛尔函数,

则所求得的^0)=heob(一)。

带入参数可得kaiser窗如图3.3.6,其频谱特性如图3.3.7。半带滤波器的j冲击响应见图3.3.8,幅频和相频特性见图3.3.9.。

南京理工大学硕士学位论文.29.

第三章软件无线电中的关键技术

_

+f

_

ff

图3.3.6kaiser窗(N=9)

图3.3.7kaiser窗的频谱

’1

中bl

23456789图3.3.8半带滤波器的冲击响应

南京理工大学硕士学位论文.30.

第三章软件无线电巾的关键技术

jj■1_.

Ⅱ口1口2口3a●a5a6口TDED9

IIormallx…tq…c,‘_fqukIo-',

o.z叩

考。‘叩

!。m

1|-::}===;:::曩:::霹≮≤再…■■■…卜。¨¨÷…洙::F

.EaⅡ

口口'口z-●删allz口3口‘口5口‘口7口E口,

It--…c,‘-,quHI-?t,

图3.3.9半带滤波器的幅频相频响应

3.3.2小数倍抽取滤波器

整数倍抽取是在原序列的位置上进行疏值处理,抽取后的采样值还是在原来的位置上,只是采样间隔变大,因此整数倍抽取实现较容易。而抽取因子为有理数或无理数时,通常采用的办法是在原序列的采样点之间进行内插或外插从而得到新的采样值。这必然导致实现起来比较复杂。

小数倍抽取即是指抽取因孑为l~2之间的值。有两种可能的情况,即抽取因子为有理数和抽取因子为无理数的情况。首先讨论抽取因子为有理数的情况。

(1)抽取因子为有理数

设抽取因子r=÷,,和D为互质的整数。这一般只适用于,和D都U

不太大的情况。一种最直接的实现分数倍抽取的滤波器结构如图3.3.10所示。对输入序列先进行,倍内插,然后通过低通滤波器,再进行D倍抽取,这样,如果,和D比较大,将使滤波运算在很高的采样率下进行,导致运南京理工大学硕士学位论文

铷压驻骢厶第二章软件无线I乜中的关键技术

I倍内插器D倍抽取器

图3.3.10直接实现.fi-理数抽取器结构

算量急剧上升。根据时变网络结构理论,比值为有理数的抽样率转换可通改变的。转换过程可用下式来表示:

舰)=硼,:0LkL坐zj忡№2D@l+kl垭】(33.8)

其中Ixl表示对x取整,o表示取模。

选一器一

择一引卜f傩一叫~“一O一帜一

士一巾

∞龠F▲,【‘』册一m一竽.一竽一i}些竺妒一赌一“一0一班一

彳1乙一rL.一—————.ji忙挂尘d竺堂:I刿

幽3.3.11t:L值为,ff理数的抽样率转换器的时变网络结构

这种滤波器也可用高效的多相结构实现。

(2)抽取因子为无理数

在大多数文献中,都只限于讨论抽取因子为整数倍和有理数的情况。但是在软件无线电技术中,并不一定能保证整数倍抽取后的采样速率与所需的符号速率(chip速率)的比值为有理数。虽然任何一个无理数都可由南京理T人学硕L学位论文.32.过周期时变的滤波运算完成。即滤波所需的系数是随着输出不同而周期性

第三章软件无线}乜中的关键技术

一个有理数来精确逼近,但在大多数情况下将导致比值1/.中的,和D取值很人。实际应用中受到限制。故在实现比值为无珲数的抽样率转换时,.般基于如下的思路:输入的序列通过一个模拟重构滤波器,再对输出进行重采样。理论上,这种方法能够实现任意抽取因子的速率转换。

设离散时间序列可表示为:

x(r)=Zx(kT)5(t—kT)(3.39)

模拟重构滤波器的冲击响应为撕),则输出信号可表示为:

x(,)=∑x(kT)h(t—kT)。々~(3.3,】o)

令f=nT+r。,其中f‘=【,】。“?,H=胛协),贝4

x(nT+t‘)=妻x№一m矿k0’)。(3.3.11)

kO+)=h(mr+【f】。。,)(3.3.12)

但在具体实现时,只需计算输出重采样的值,其他的值并不需要计算出来。设重采样怕J隔为71’,则

x(IT+△,)=∑x【(f—m)T]h。(△f)(3.3.13)

f=INT[k7彳i,加=tr’一仃。因为T7/T是无理数,At将是非周期性的,则系数h。,(△,)也是非周期性的。所以必须实时计算系数h。(出)的值。为此,一1.Farrow结构:这种方法是把当前输入采样点时刻与输出采样点时刻之

问的时问差作为参数,用来实时计算滤波所用的系数。即滤波器所用系数表示成时延差的低阶多项式形式。

设滤波器在输出采样时刻nT+△,的冲击响应可表示为:

矗。阻)=∑G,,(△f)”(3.3.14)南京理T人学硕J:学位论文般采用如下的两种实现方案。

笫三章软件光线电中的关键技术

输入采

输出采

幽3.3.】1米样时刻不恿图

x(kT’)=x(f71+At)

=∑x【(f一.)rib。(出)

:∑。【(,一。沙眨c。埘(3洲’

=YX6,)”∑x[(1-.)Tlco。。

mH

由此可见,若把滤波器系数表示为时延差的多项式形式,则比值为无理数的抽样率转换系统可以用如下图的Farrow结构实现。

图3.3.12Farrow结构实现抽取因子为无理数的滤波器结构

图3.3.12中,x为输入向量,c,={cof,c¨,…C。。。}为多项式系数向量,若令

Y。=∑x№一H刎?C。(3.3.16)

南京理T人学顾l:学位论文.34.则重采样输出的采样值为:

第二章软件无线lU中的关键技术

则输出可简写为

;G71。)=∑乩(△矿。(3.3.17)

所以Y。,可以看成是每个子滤波器的输出,f『|i总的滤波器输出是延迟时问的多项式形式,其系数即为各个子滤波器的输出。这种结构的优点是能够根据时延差进行实时的系数计算,缺点是所需计算量较大。

2.整数倍内插+Lagrange内插器生醴丽≥群

幽3.3.13整数倍内插器+Lagrang内插器实现比值为无理数的抽样率转换

由离散的采样值重构模拟信号的问题可归结为内插问题。表示为下式:

工(f)=∑x“h(,)(3.3.18)

其中吼(,)为内插函数,Lagrange内插是一种形式简单并得到广泛应用的插值函数。延时为tJ的N阶Lagrange内插器的冲击响应为:

^O)=∑^N,N-k(,一kT)(3.3.19)

盹k∽=伊卜∽吨”。凳7’(3s.z0)

而g一(f)=协f兀o(ft一-flFT。(3.3.21)

图3.3.14(a)和(b)分别给出了N=3,0=2T时的冲击响应和系统函数的幅频特性。由图3.3.14可见,Lagrange内插器的通带衰减较大,阻带衰减较小,不能满足抗混迭的要求,而且随着阶数N的增加,所需计算量很南京理T大学硕{‘学位论文

笫二章软件无线I乜中的关键技术

(a)3阶Lagrange内插器的冲击响应(b)3阶Lagrange内插器的幅频特性

图3.3.14

大,所以,在具体实现时,一般将低阶Lagrange内插器与整数倍内插器相结合使用,这样,整数倍内插器可以主要考虑满足通带和阻带要求,并滤去大部分镜像频谱,整数倍内插器可以采用多相结构实现。而Lagrange内插器只需抑制剩余的镜像,防止重采样后产生频谱混迭失真。为了减少乘法次数,一般选用低阶的Lagrange内插器,例如0阶、l阶或2阶。采用多相的整数倍抽取器级联1阶Lagrange内插器的抽样率转换器如图3.3.15所示:

,∽

,叫仃

/T

图3.3.15:多相整数倍内插器+1阶Lagrange内插器

1阶Lagrange内插器的冲击响应和幅频特性如图3.3.16所示。这种方法需要较少的系数存储量和比较少的乘法器,是一种折衷的方案。

在具体实现比值为无理数的抽样率转换时,应当根据系统资源的情况来选择哪种方法。如果系统对存储量要求较为严格,则可选用Farrow结构,但需要做大量的乘法运算。若系统对存储量要求较宽松,则可选用后一种方案,只需做很少的乘法运算。

南京理T人学顾l二学位论文.36.

第二章软件无线l乜中的关键技术

(a):1阶Lagrange内插器的冲击响应(b):1阶Lagrange内插器的幅频特性。

幽3.3.16

南京理T人学硕卜学位论文.37.

第四章NCO技术

第四章NCO技术

数控振荡器(NCO)在中频数字化调制解调器中已得到广泛应用。NCO在中频数字化调制器用作本振源,可产生完全正交的数字载波,保证调制时I、O两路数据完全正交,消除了模拟调制由于载波的不完全正交性造成的调制信号星座图的歧变。在中频数字化解调中,NCO用作产生本地参考本振源,对中频信号进行下变频至基带,基带信号处理部分产生载波误差信号反馈至NCO的频率控制字,使NCO输出的频率精确的跟踪输入信号的频率。可见,在软件无线电收发机中,NCO的作用至关重要,所以有必要对它进行详细的分析。

4.1NCO的数学模型

设频率为,的正弦信号表示为s(f)=酬2够),以采样频率工对该信号进行均匀采样,得到离散的采样序列s如)=SIN(2rfn"Is),£=1/正为采样间隔。其对应的离散相位序列为≯b)=2珈嚣,线性相位增量△曲)=2nfr。为一常量,且只与频率,有关。由此可见,频率,与相位增量有一一对应的关系。即相位增量△≯-)一定时,频率,也随之确定。这是NCO的技术起点。数字处理中,相位量化是必须的,正弦信号一个周期经历的相位为2z,若将2z均匀量化为M等份,频率,所对应的相位增量取其中的K等份,则有≠=掣=面K。即,=告正。也就是说频率为,=吾正的余弦信号经采样频率正采样后,其量化序列的相邻样本之间的量化相位增量为一不变量K,改变K也就改变了频率,。根据上述原理,若用不变量K构造一个量化序列出)=nK,再由北)构造序列

sO)=酬等≯(”)I\』竹/

:.刊2X竺j(4.1.1)

L朋/

=删(2,咖正)

这样s0)可以认为是sO)经过采样频率五取样而得到的样本序列。根据奈奎斯特采样定理,当毒:百Kc耳1时,so)经过低通滤波器平滑后,可以唯一的重构信号蛳)。式中,K称为频率控制字(FCW),M称为NCO的模,在实南京理工大学硕士学位论文

第四章NCO技术

际应用中,一般取^f=2”,则NCO方程可写为,=-筹工。由上面分析可知,NCO可以通过以下两次变换实现:

①从不变量K以时钟正产生量化的相位序列,这个过程~般由一个以工为时钟的N位(M进制)累加器来实现。如图4.1.1所示。

(N位)

②从离散量化的相位序列产生对应的正弦信号的离散幅度序列。这个过程可由式(4.1.1)的映射关系所构成的波形ROM的寻址来完成。如图4.1.2所示。

相位量化序列L———————-J余弦幅度量化序列吲气形ROM黼日——1f波形广—叫

图4.1.2相位.幅度变换原理图

上面是理想情况下NCO的实现过程,在实际电路实现过程中有许多的限制,其中最主要的就是波形ROM存储量的限制。为提高频率分辨率,NCO的相位累加器一般都具有较长的字长,可达到j8~32位,假设全部的相位信息都用来寻址波形表,即使只有28位字长,ROM的容量也将达到256M,这在工程上是没有意义的。解决问题的办法就是只用相位累加器的这将引起相位截断误差。另外,波形ROM的字长也是有限的,从而引起存放在ROM中的正弦波形幅度码字长也是有限的,产生幅度量化误差。相位截断误差和幅度量化误差都将引起输出波形频谱中有较大的杂散分量。一个具有相位截断误差和幅度量化误差的NCO如图4.1.3所示。K为频率控制字,N为相位累加器字长,A为波形ROM的地址线数目,D为ROM数据字长。南京理工大学硕士学位论文N位输出中的高A位去寻址波形表(N>A),而舍弃B=N.A位低位有效位。

第四章NCO技术

图4.1.3实际的NCO框|璺|

4.2相位量化误差分析及抖动技术

4.2.1相位量化误差序列和波形误差序列

N位相位累加器在没有相位截断时输出的离散相位序列≯o):一Km。d2N,相应的余弦相位序列为曰o)=熹缸m。d2。Ⅳ)。由于相位截断,N位相位累加器输出中只有高A位用来寻址波形ROM。B=N—A为相位截断位数。截取高A位后输出的相位序列

如。’:9。’一移‘2=ro—od2a)nKmod2“一nKmod2。a(4.2.1)

相应的余弦相位序列铭O)=筹办o)。则相位误差序列为

%(n)=≯0)一如(n)=nKmod28(4.2.2)

由此可知当输出频率为L/2。的整数倍时,相位截断并不引入误差。当K≠m2。时,Pp扣)≠0,而是幅度为28、周期为28IK的连续三角波的离散采样序列。勺。)的周期为“t=否西碉2B,则相位误差序列的表达式为:

%o)=等+吾筹鬟等毒i≥笔宁w(zz丁mK一]c42。,

GCD代表最大公约数。无相位截断误差时,ROM输出的iF.弦序列s(一)=SI-NL(22。,r—n足],引入相位截断后,R。M输出的正弦序列昂。):删(争联一等勺。)],考虑到拶s歹2B=2~<<1,则上式可表示为南京理工大学硕士学位论文.40.

第四章NC0技术

昂(小洲(等nK)一歹279%。阳s(等nⅣ](。24)

波形误差序列为

Ep(一)=s(n)一Sp(n)

=号“”p∞(争”叫∽删

由此可知,波形ROM输出的波形序列除了有用的正弦信号外,还有一项受余弦信号调制的相位误差序列,因此,其输出频谱除了一根有用的频谱外,还有许多杂散分量。

I】

————一一

删W蚺A‘q心II塑蚰删山烛擀¨0黼

图4.21图4.2.2

i’’’

I。

—㈠一I■jlI一-

——

I_。。L一。一

1一_一—r,培妊二㈠l卜

———一一1一——一

r'.-■■_n—v.●.t^yYI_、’璺

jl》矬性

firs蒋黼firs

图4.23图4.2.4

图4.2.1、4.2.2、4.2.3、4.2.4分别是N、K、B取不同值时的杂散谱,需南京理工大学硕士学位论文

第四章NCO技术j

注意的是图4.2.4中没有相位截断误差。

4.2.2相位截断误差的随机抖动技术

由上一节的分析和仿真可以看出,相位量化误差引起的杂散分量较大,且这些杂散分量的能量集中在有限的离散谱线上。在大部分应用场合,都要求本振源满足规定的无杂散动态范围(SFDR)。而相位量化误差频谱的离散谱线使得SFDR很难达到要求。随机抖动技术可有效的降低杂散分量,提高无杂散动态范围。相位抖动的实现方法如图4.2.5所示。

图4.2.5相位抖动技术

抖动源是一个在b,28—1J上均匀分布的随机序列,记为up(n),相位累加器输出的N位相位序列和抖动序列相加后再进行相位截断,则波形ROM输出序列

昂(小洲(罗横)-歹2reeb)c叫争K)(4.26)

式中如)=e。0)+“,(一)为总的相位截断误差。up(n)有28个取值,其中小于(2。一e,(一”的值有(28一e,0"个,此时有小)=印O)+即(n)c28,抖动后对相位截断不起作用,此时,总的相位截断误差如)=%0)。up(n)有e。O)个值使得小)=e,0)+“,(一)>25,抖动后对相位截断起作用,总的相位截断误差出)=ep(n)一2。。

图4.2.6和图4.2.7中,N=12,K=111l,B=4。图4.2.6是没加相位抖动的相位截断误差频谱,图4.2.7是有抖动时的相位截断误差频谱,图4.2.8和4.2.9是在N=12,K=95,B=4的条件下。由仿真结果可以看出,无杂散动态范围得到了明显的提高。南京理工大学硕士学位论文

第四章NCO技术

肯抖日"Ⅷ位量化镕*频谱(N=12.K:t111,B=4

:.??

ki岱矗旺灯t巾“曲珏x1K匹.m盆■一龇“●JK上i“h『II_

孵岬_胛哪伊卿聊肝If7州

f拖

图4.2.6

没有抖动时相位量化误差频谱(N=12.K--95.B=4图4.2.7有抖动时相位量化误差额谱(N=12.K=95,B=4

L一

¨r::

___}一。f

㈣删0确;删珏;懒

图428刎蛐图4.2.9

相位抖动后相位截断误差功率并没有改变,但由于抖动技术破坏了相位截断误差的周期性,也即破坏了杂散信号的相关性,误差功率谱由原来的离散谱线变成了均匀分布的宽带噪声,从而提高了无杂散动态范围。

4.3幅度量化误差分析及抖动技术

正弦波的幅度值是经过量化后存放在波形ROM中的,故存在幅度量化误差。设量化间隔为g=2-(“),sO)=SIN(2zcft)蔓J量化前的正弦函数,s。O)为量化后的正弦函数,%0)=s0)一品O)为量化误差,由文献[122】可知,岛O)是一个幅度为g/2,周期为g的锯齿波周期函数,写成付里叶级数形式为南京理工大学硕士学位论文

第四章NCO技术

洲=噻l譬删降咖矽)]’n=n石Lg/(4.3.1)

其离散序列为

毛∞)=。霎I土掣n删[丝q删(等2‰)]H=丌L\”/J(4.3.2)

周期为‰=瓦稠2B。GcD代表最大公约数。

图4.3.1图4.3.2

图4.3.1和图4.3.2是不同字长时的幅度量化误差,字长越长,幅度量化误差越小,无杂散动态范围越大。但是,受ROM容量和字长的限制,无限制的增大字长是不现实的。因此引入幅度量化误差的随机抖动技术。图4.3.3是幅度抖动的原理图。

图4.3.3幅度抖动技术

抖动序列u。如)是r位且在}2一p一”,24r一-)J上均匀分布的随机序列。波形ROM的数据线位数为D+r,与r位抖动序列相加后只取高D位,而舍弃掉低r位。设量化位数为D的幅度量化误差为岛O),则总的幅度量化误差为南京理工大学硕士学位论文

软件无线电中数字调制解调技术的研究1

.44,

第四章NCO技术

%(一)=乇(n)+‰(一)。从表面上看,误差功率比没有抖动时增加了一倍。但由于随机抖动降低了杂散之间的相关性,使得无杂散动态范围得到了提高。图4.3.4是没加幅度抖动时杂散谱线,图4.3.5是1位抖动时的杂散谱线,图4.3.6是2位抖动时的杂散谱线。

没有抖功时的■度■化*差目诰(N=12.K=512.O;8)1tH动时∞幅度■化*差糖谙(N=12.K=512.D=8

一一卜¨

商畦椭叫叭M槲叫州脚]|’l榔嘲嘲I—f一㈣…”f

j』』J

图4.3.4图4.3.5

2位抖动时的幅度量化4差颧谱(N=12.K=512,D---8

躺峰雌蝴呻岬神㈣

+r一I一』。

图4.3.6

南京理工大学硕士学位论文.45-

第五章数字调制解调的硬件实现

第五章数字调制解调的硬件实现

由于软件无线电技术大部分功能都希望用软件来完成,所以运算量非常大,即使采用较快的设备,DSP仍不能用软件实现本身的上行/下行转换。即中频处理部分用DSP处理实现起来比较困难。这是因为中频处理部分实现的是已调基带信号与中频信号之间的转换。这种变换是通过离散时间点运算实现的。在发送信道中,离散的基带波形乘以离散的参考载波形成离散的数字中频信号。在接收信道中,这部分能够以宽带滤波的方式从宽带信号中恢复出所需的业务信道,并将信号转换成基带信号。这部分若用DSP来实现,大约需要数干MIPS的运算量。现阶段的DSP很难胜任。因此解决的办法就是放弃在中频段使用DSP或普通的中频部分硬件,而采用可编程的变频器(包括上变频和下变频),把必须处理的操作减少到DSP中软件可以处理的水平。只要这种变换模块是通用的,且可由软件来控制,则这种混合结构是目前比较理想的选择。一旦DSP器件发展成熟后,很容易改装成理想的软件无线电。

近些年来,国外一些研究者对软件无线电的实现结构提出了许多方案。Ivan根据信号处理速度需求的不同,将软件无线电的结构分别用FPGA和DSP实现,FPGA用于高速数字信号处理,DSP用于中低速数字信号处理。James在1998年提出的一种基于低功耗‘DSP核’的软件无线电结构中,多模式数字调制解调器采用了可编程的半定制集成电路,并可由‘DSP核’来控制。这种结构即可保证整个调制解调器用数字实现(包括数字上变频至中频)又可通过外部控制接口由‘DSP核’灵活地设置调制方式。Lars和Enrico等人也都提出类似的实现方法,并称之为可重配置的硬件(ReconfigurableHardWare)。本文先对FPGA实现数字调制解调器的各个关键模块如数控振荡器、乘法器、滤波器等作了较为详细的论述,然后叙述了专用可编程硬件实现数字调制解调的方案。

5.1FPGA实现软件无线电数字调制解调器

5.1.1FIR滤波器的FPGA实现

由前面章节的讨论中可以看出,FIR滤波器在实现软件无线电中的调制解调时主要是用于波形、频谱成型和下变频后的滤波处理等。由于FIR滤波器具有线性相位,不存在反馈等优点,在通信系统中得到了广泛应用。FIR滤波器可以用通用的DSP实现,这些处理器可以方便的实现次MHz南京理工大学硕士论文.46.

第五章数7调制解调的破件实现

频率范围的数字滤波器,这主要是因为要实现对存储器中的数据进行乘积和累加的操作,DSP的结构是非常适合的。所以在通常情况下实现较低速率的FIR滤波器,DSP器件是最好的选择,但是要实现采样速率在MHz以上的滤波操作,目前的DSP器件还不能胜任,故需要对滤波器进行硬件设计。

1.FIR滤波器的结构

FIR滤波器的系统函数为

Ⅳ一1

H(z)=∑h(n)z”(5.11)

n=0

Ⅳ一l

其差分方程为y0)=∑h(i)x(n—i)(5.1.2)

t=0

其中h(n)ff9FIR滤波器的冲击响应,x0)为输入数据,其结构如图5.1.1所示。

xG)

幽5.11FIR滤波器的直接掣结构

2.分布式运算结构的FIR滤波器实现

为了表示方便,记^(f)为hi,x0一f)为x…。则式(5.1.2)可表示为

Ⅳ一l

Y。=∑h,x…(5.1.3)

i=0

一般L。用b位定点小数2的补码表示南京理T大学硕l:论文

第五章数’,调制肼调的硬件实现

其中,x:,表示x。,的第k个比特,取值为0或1,x:一,表示符号位,这种表示方法要求k一_(1,则_一,的实际值可表示为

x。一,=∑x:一,2一。一z:一,(5.1.5)

女=I

将式(5.1.5)代入式(5.1_3)中,可得

N—I厂6—1]

儿=∑^,I∑x≥2一x㈠80Lk=lJ(5.1.6)

=∑24∑h,?x:r∑h,?x:一,

对于N个输入数据%?%一,…■。,,每个数都用b位定点2的补码表示x:、x:√??、x:。则是这N个数的第k位比特值变量,以第k位比特值为变量的函数F可定义为

,,Ⅳ一1

F∽,x知¨基。)=∑一?x量,(5.1.7)

i=0

式中k=O、l、…b.1。则

b-I

Y。=∑2~?Fb:,x:+…x:一。+。)一Fb:,x:。…x。o一。。)(5.1.8)

^=J

【b上式可知,要计算滤波器的Y。,仅需知道函数,∽,_k。…xI。)的值,然后移位相加即可。由于函数F的自变量取值仅为0或1,因此,函数F只有2“个取值,这些值可事先固化在ROM存储器中,于是复杂的乘法累加运算就简化为查表、移位、加/减运算了。这种结构就是所谓的分布式运算结构(DistributedArithmetic)。这种结构在FPGA实现高速数字信号处理中得到了广泛的应用,例如实现FIR、IIR、FFT、相关运算等。分布式运算结构实现FIR滤波器的原理图如图5.1.2所示。并行输入数据x。首先经过并串转换,变成b比特串行数据(x。的最低有效位LSB在最右边),然后依次输入到N.1个b比特移位寄存器组,共有N个抽头,每个抽头的输出为第k个比特值x!,其中南京理T人学硕}论文.48.

第五章数’一训制斛训的碰件实现

i=H,"一1.…n—N+1,k=O,1,…b一1。用这些比特值组成的序列对ROM进行寻址,ROM中存有函数F的2“个所有的可能取值。其T作过稃为:累加器首先清零,输入数据x。在时钟的控制下进入移位寄存器,此时,以x∥、』:::…、“h-。I为地址的ROM存储器单兀的函数值F被放入累加器中的寄存器中,然后右移1位,完成除2操作,在下一个时钟周期,x■被移到移位寄存器的抽头端,产生一个新的ROM地址,寻址输出为,∽一,x£?,…,x£:+。)的值,然后与;,∽-I‘X爿,…,x。b一-。I)相加后再

右移l位。这样重复操作b.1次,当第b个时钟到来时,ROM寻址输出的值为F(x:,x:。…,x。0+。),这时作减法运算,得到输出值y0),之后,电路重复操作计算下一个新的y(n)/筐J。

一了譬

毯蕊I岫

N—1个移位奇存器~雁一妤

图5.1.2DA结构的FIR实现结构

由于在大多数应用中,FIR滤波器的系数具有对称性,其结构可以进~步简化,在进行乘法运算之前把具有公共系数的输入数据加起束即可实现这一点。这主要是利用串行加法器完成的。但需要注意的是必须增加一个时钟周期,把输入数据中的两个最高位的和产生的进位送出去,如图5.1.3所示。

南京理丁大学硕1j论文

第五章数字调制解调的硬件实现

图5.1.3串行加法器的结构图

由以上的讨论可以看出,对于非对称的FIR滤波器需要b个时钟才能输出一个滤波后的值,而对于对称的FIR需要b+1个时钟完成一次滤波。前者所需的ROM容量为2”,后者只需2“1,节省了一半的存储量。

可见采用这种分布式运算结构的滤波器阶数越长,所占用的资源越多。滤波器的工作频率为正?b或工?p+1),工为数据的采样频率。这种结构非常适合FPGA的实现,串并转换器、移位寄存器、ROM查找表、l位定标累加器这些模块很容易用VHDL语言描述。下面我们以CDMA.2000标准中SRl的48阶FIR滤波器为例来说明设计过程。3.滤波器系数量化字长的确定

CDMA2000标准中给出了该滤波器的频域响应和一组实现该滤波器系数的浮点值。图5.1.4为标准中给出的滤波器的频域响应要求。有关参数为:51=1.5dB,52=40dB,L=590kHz,丘=740kHz。表5.1.1给出了标准中的浮点系数值,在具体设计该滤波器时,需要对滤波器的系数进行量化处理,必然带来系数量化的效应问题。为了确定滤波器的系数量化字长,需要通过仿真来确定。FIR滤波器的频率响应偏差的均方误差为:

彰=(Ⅳ+I)?q2/12(5.1.9)

N为滤波器的阶数,q为量化字长最低有效比特的权重,令B为滤波南京理工大学硕士论文.50.

第五章数字调制解调的硬件实现

20l091llfsm

_

f’1

8f

/r—~—

图5.14cdma2000SRI前向信道基带成型滤波器的频响要求

kh(k)kh(k)

0,47—0.02528831512,350.007874526

I,46—0.034i6793I13,34O.084368728

2,45—0.03575232314,33O.126869306

3,44一O.01673370215,320.094528345

4,43O.02i6025i416,31-0.012839661

5,42O.06493848717,30—0.143477028

6,4l0』9i00213718,29—0.2Ii829088

7,400.08i89497419,28一O.i40513128

8,39O.03707I15720,270.094601918

9,38.O.0219980742l,260.441387140

10,37—0.06071627722,250.785875640

II,36—0.05117865823,241.O

表5.1.1cdma2000SRI前向链路数字滤波器系数

器系数的量化字长,则有q=2~。Cdma2000标准中要求数字滤波器的频率响应的方差彰≤(o.03)2(5.1.10)南京理工大学硕士论文.51.

第五章数字调制解调的硬件实现

将式(5.1.9)代到上式中,求得B=6.3。

在我们的设计中,采用了ELANIX公司的Systemview通信仿真软件,这种软件能够方便的进行滤波器的设计,并具有良好的设计界面,图5.1.5(a)

,n…“‘“wR叩“Gainind日wF『ec。jnHz(dF=48e+3Hz)

‘u

O、

.20-

.401n,、^、nnnA,lAn九n,\nn,、n

.80…y¨‘…

lf

.80

f5邮e+。1e+615自+62e+6

图5.1.5(a)无量化效应时滤波器频响

々n‘‘‘quen吖R?90“5‘:o。‘“‘16B性‘‘。q‘““2(6‘。48e+3“z)

‘u

0、

.20j

.4Dq厂nnVhn.nm

Illf

.e0JIIII

.80卜

[500e+31e柏1相!+62e柚

图515(b)量化字长B=7时滤波器的频响

是用标准中给出的浮点系数,无系数量化效应的仿真结果,其通带和阻带都能满足要求。上面已经粗略的估计出系数量化字长B=6.3,取整B=7。图5.1.5(b)为B=7时,滤波器的频响曲线,由图中可以看出,滤波器的通带特性满足要求,但阻带特性不能满足要求。取B=8,得到如图5.1.5(c)所示的频响曲线,其通带和阻带均满足要求,因此,在用FPGA实现此滤波器时,采用8比特的系数量化字长就可以了。南京理工大学硕士论文

第五章数字调制解调的硬件实现

F『equenoyRe5PoBse:OainindBvsFreqinHz(dr=4ee+3Hz)

20

0.、

.20

.40n./I厂、/、,\,、厂、

.60yInf’\¨llU惭I’

.80

.100

lI500e+31●+61嗣!+62t+o

图5.1.5(c)量化字长B=8时滤波器的频响

O]

SDA

FIR

?>

图5.1.6VHDL描述的FIR.模块

用以上方法确定了系数的量化字长,就可以写出FIR滤波器的VHDL代码,输入数据宽度可依需要进行设定,比如,作为基带成型滤波器时,输入的数据为二进制的0、l信号,即比特宽度为l,而在接收端作低通滤波器时,输入数据的宽度为乘法器输出的数据宽度。在我们的设计中取8位。滤波器的输出数据宽度也设定为8比特。所设计的FIR经综合实现后,占用157个CLB。输入数据的最高采样速率为6.2MHz。图5.1.7为此滤波器的仿真时序图。

这种串行分布式运算结构的滤波器的主要缺点是可实现的速率较低,但所占用的资源较少,如果采用并行分布式运算结构,则可提高采样速率,但占用的资源巨大。这里不再详述。南京理工大学硕士论文

第五章数字调制解调的硬件实现

/ZUUUUULLLLUUU

l{lliUⅦ.rI厂|r]li{lil

lil。llU

』卜w'lter}面fb,“』eⅫ”。,{一枷赫扫叩h舢

一【:I

匿盛广]

:j

r-{—一

—:—7厂—一:——81占Bf¨.B}3IB¨B日.'互匹8』8r1

譬怕妒’警辈“‘耐衙}『af呻y

i.1I

—h』{}c:wfllte‘妒“{竺)le

r匹)LI:II一.一cI.】

图5.1.7FIR滤波器的时序图

5.1.2NCO的FPGA实现

由第四章介绍的NCO原理可知,实际的NCO由相位累加器、波形ROM查找表组成,这样的结构很容易用FPGA实现。本设计中采用了30位的相位累加器,进行相位截断后,用相位累加器的高10位寻址波形ROM,需要注意的是为了使设计的NCO能用于上变频和下变频操作,波形ROM中所存的内容必须同时提供两路完全正交的正弦波和余弦波。由于是10位寻址ROM,并且指定ROM的字长为8比特有符号数,所以每一块的ROM容量应为2”=lK×8,故总共需2K×8的存储量,这在FPGA实现时将耗费大量的内部CLB资源,所以应该重新考虑ROM查找表的设计,有可能节省存储器资源。对于正弦波和余弦波来说可以利用对称性只存储二分之一周期,甚至四分之一周期,对于前者需要附加一个符号求补器,后者则另需一个相限求补器和符号求补器。

Xilinx的综合软件CoreGeneration中给出了这种双通道的NCO的设计实现,在用VHDL描述时,只要将CoreGeneration产生的nc030.vho文件插入到结构体中即可。以下是配置文件的内容。

南京理工大学硕士论文..54..

第五章数字调制解调的硬件实现

LibraryXilinxCoreLib:

configurationnco10cfgofncol0

fornc010arch

forall:nc030useentityxiIinxCoreLibmcoiqvht(behavioral)

genericmap(

phasewidth=>10:

accwidth=>30:

incwidth=>30:

amp—width2>8);

endfor;

endfor;

endnc010_cfg:

F[数控振荡器7:0]

舢尝m

图5.1.8NCO的模块框图7:0]

设计完成的NCO总共占用105个CLB,最高工作频率为35MHz。

5.1.3乘法器的FPGA实现

在软件无线电收发信机中,乘法器咐作用主要是用于混频,在发信机中,离散的基带l、Q采样值与NCO输出的离散正交载波相乘,完成上变频过程,在收信机中,经过带通采样的离散接收信号与NCO输出的离散正交载波相乘,经过低通滤波,得到离散的数字I、Q信号,完成下变频过程。乘法器起到两个信号相乘的作用。

乘法器一般采用并行工作方式,以4x4位乘法为例说明其工作原理,首先乘数的最低位bO分别和被乘数b[3:01的各位相乘得到部分积x,然后b1分别和b[3:01的各位相乘后再左移一位形成部分积Y,以此类推,直到被乘数b[3:0]的每一位都和乘数a[3:0]相乘并左移形成相应的部分积,各部分积相加的结果即是乘法器的输出。其中,所有的求部分积的运南京理工大学硕士论文.55.

第五章数字调制解调的硬件实现

算是相互独立的,它可以通过简单的相与操作很快得到,而最终的结果却依赖于所有的部分积。从图5.1.9中可以看出,每一位结果si都要根据低位的进位情况得到结果,因此乘法器的主要时间开销来自加法进位过程。例如要得到首位s7的结果,必须等待所有低位结果计算出来以后才能根据进位情况得出结果。随着位数的增加,这种等待时间变得非常可观。一种解决办法是专门为高位设计进位逻辑,使高位与低位的进位相分离,采用专用进位链布线和选择进位方式也可以在一定程度上改善性能,但仍不是最佳的性能一面积选择。

被乘数

乘数

部分积X

部分积Ya3a2al×b3b2b1boa3boa2boalbla0a0b0boa0bla3bla2blal

部分积zb2a3b2a2b2alb2a0

b3a3b3a2b3alb3a0部分积w

乘积s7s6s5s4s3s2s1sO

图5.1.9乘法器的运算过程

本设计采用流水线结构设计,在各个部分积的加法运算之间插入寄存器,将漫长的进位过程分摊到各级寄存器间去执行。每一级寄存器之间只产生单比特操作数的和以及进位信号,将和及进位信号存入该级寄存器中。从运算的平均效果来说,运算时间为一拍,因此简化了逻辑设计并提高了吞吐量。乘法器的速度由两级寄存器闾的延时决定,这样做有利于提高时钟频率。由于FPGA是寄存器增强型器件,这种方法所付出的面积代价很小。

由于在前面章节中我们设计的数字滤波器输出为8比特有符号数,NCO数字本振的输出也为8比特有符号数,故所设计的乘法器的两个输入应该为8比特有符号数,乘积为16比特。以下是VHDL语言描述的实体说明部分:

libraryIEEE;

use

useIEEE.std—logic—1164.all:ieee.std—logic—arith.alh

entitymulti8x8is南京理工大学硕士论文

第五章数字调制解调的硬件实现

port(a.in

instd—logic—vector(7std—logic—vector(7downtodownto0);O):b:

clk:

ce:instd—logic;instd—logic;

outprod:

);

endmulti8x8std—logic—vector(15downtoO)

a[7:03

b[7:0J

Ced[15:0]

clk

图5.1.10VHDL描述的乘法器模块

图5.1.11乘法器的时序仿真波形

此乘法器的输入输出延时为4个时钟,综合后占用资源为54个CLB,时钟最高速率可达80MHz,在一般应用中,此速率可以满足大多数情况下的要求。

5.2专用可编程硬件实现中频数字解调方案

近年来,随着对软件无线电研究的日益深入和大规模集成电路的飞速发展,许多半导体厂商都推出了用于软件无线电收发信机的专用芯片。Gray公司推出了一系列DUC、DDC芯片,GC4114为DUC,GCl021A、GClollA、GC4014为DDC芯片。Harris公司的HSP5021

HSP50214B5DUC和DDC,但这些芯片的价格较贵,经过比较筛选,最终选定了美国国家半导体公司的用于移动通信系统基站的直接中频采样数字下变频

软件无线电中数字调制解调技术的研究1

南京理工大学硕士论文

第五章数字调制解调的硬件实现

套片。这组芯片主要包括三个分立的芯片,数控可变增益放大器CLC5526、高速宽带ADCCLC5956、双路数字下变频器DDC/AGCCLC5902。这套芯片非常适合采用分集接收技术的蜂窝基站。图5.2.1为直接中频采样分集接收数字下变频的原理框图。经空问分集的两路中频模拟信号A、B首先经过数控增益放大器,将接收信号的电平放大或衰减到后级ADC所需的电平范围,然后经过由LC电路构成的带通滤波器,滤除多余的高频成分和低频成分,起到抗混叠的作用,ADC完成12比特的模数转换,再将数据进行下变频操作。

LCCLC5956CLC5902

图5.2.1分集接收数字下变频方案

5.2.1CLC5526数控可变增益放大器

由于移动通信的电波传输的条件极其恶劣,造成接收信号电平起伏较大,为保证接收机性能,必须采用自动增益控制AGC。数控增益放大器和后级的DDC芯片中的AGC检测电路一起构成AGC,保证接收信号电平的波动在较小的范围内。

LaIch

图5.2.2CLC5526内部结构图南京理工大学硕士论文

第五章数字调制解调的硬件实现

CLC5526支持差分输入、差分输出。输入阻抗为200Q,输出阻抗600Q,350MHz的输入带宽,输出放大器具有良好的互调特性,具有8个增益设置,步长为6dB,增益的可调范围为+30dB~一12dB,3比特并行数字控制端,控制端数值与增益的关系如表5.2.I所示。

GainWordMSBISBLSBGain(dB】

0OO0.12

1001.6

2O100

3O11+6

4100+12

51O1+18

6110+24

71114-30

表5.2.1增益设置表

实际的增益可由下式计算:

GAIN=一12dB+(GainWord)46.02dB(5.2.1)

应该注意的是应用此芯片时,需要差分输入,而一般中频信号不是差分信号,故需要进行转换,电路如图5.2.3,

1:2

卜-

图5.2.3单端信号到差分信号的转换

5.2.2CLC5956高速宽带ADC

CLC5956是12bit、65MSPS的宽带高速差分输入ADC,输入中频信号的频率可高达250MHz,动态范围大,信噪比SNR=67dB,SFDR=73dB,低功耗。应用此芯片时,要注意其需要一个低抖动差分输入的PECL电平的时钟,故在电路设计中必须考虑电平转换的问题。

5.2.3CLC5902双路数字下变频器DDC/AGC

CLC5902是带有AGC功能的双路DDC芯片,能够提供高动态范围的数字调谐和滤波,在采样频率为52MSPS时,信道滤波的带宽范围是南京理工大学硕士论文.59.

第五章数字调制解调的硬件实现

650kHz-1.3kHz。CLC5902内部的AGC控制器监视ADC输出,通过调整CLC5526的设置来控制ADC输入信号的电平。CLC5902的主要特征可以概括为以下几点:

1.52MSPS。

2.独立的两通道14bit输入。

3.大于100dB的无虚假动态范围,

4.大于100dB的带外抑制比。

5.本振精度为O.02Hz。

6.用户可编程AGC。

7.信道滤波由4阶CIC+21阶FIR+63阶FIR。

8.滤波器的输入数据宽度为21bit,16bit的可编程系数。

9.输出数据格式有多种:浮点12bit,定点8、16、24、32bit。

10.支持串行、并行输出。

11.JTAG边界扫描。

12.8bit微处理器接口。

13.低功耗,3.3V供电,每个通道功耗为380mw。

14.128PinPQFP封装。

图5.2.4是CLC5902的内部功能框图,其包括两个相同的DDC电路,每个DDC接收高达52MSPS的14bit采样输入,与NCO混频完成下变频操作,然后通过级联的可编程数字抽取滤波器,抽取范围可达32~16384。输出较低速率的数字正交信号。输出格式可以有多种,可根据用户要求进行选取。两个NCO的频率、相位偏置及相位抖动的设置完全独立。而两个通道的抽取率、带宽、滤波器系数、数据输入输出格式则完全相同。每个通道都有自己的AGC电路,AGC与DVGA组成闭环,对进入ADC信号的动态范围进行压缩,AGC电路可配置成连续工作模式和门控模式。两个AGC独立工作,但共享可编程参数和控制信号。该芯片通过一个8bit的微处理器接口接收配置和控制信息。JTAG边界扫描逻辑电路使得片内诊断和系统调试更加方便。下面分述各个功能模块。

①微机控制接口:片内有148个控制寄存器,其读写由8位数据总线D[7:0】、8位地址总线A[7:O】、读/写信号RD/WR、选通信号CE等来控制。②DDC功能块:其内部的详细结构如图5.2.5所示。

每个DDC用NCO将中频输入信号下变频至基带,乘法器输出为15bit南京理工大学硕士论文.60.

笙至兰墼兰塑型坚塑塑堡壁窒翌

丽百万G.4LX24jt碹土一{

l:REQI^{(xRB—I

^11:…P|t。ISEJD/ⅣL{

D【7:0I

AlN

ljl\、_xp£曲mUTuning.FloatingPoimAUIIBt)LI

(’hannelFiItersa叫4?bitExponentandBOUT

AG(1sccFigure148.bilMantissaS(K

RFS

Two’s(’omvlcmcnt:RI)Y

32.bit1runcatedor

24.bitRounded0rPO[:IIl5.OI

M:xp£k∞业

Tuning.16.bitRoundedorPSEL[20】

Chaaac|Filtersandg-bit(ruxxcatcdPOt可E、

A(RIsccrigHTL"14Isec_Figure261

菌菏黼

TEXTRE‘;B(iAlNl2O工Dm址S皿监‘.C..h.a..m...w..}.R...C..o..n.t.m—ls王2址皿正C口Ⅱ咄

AGC_K'_BR^TE

^一SOl;R£‘EG.4L ̄-B

BSOt;R(’E焉爨SE』B世L)I:11嚣-戳)t:TEN

Pll^“—口战Km£

sFS—POL

(、LKRDLPOL

(;ENCo——ncaonChannel('ontmls吖UX_AIODE

DE(’4GCFOR(T蹦fKEo

DEC_BY_4AGc卫ESET—ENFoR,91.4T

s(;ALEAGQttOLO|t。

EXP_INHAGC—OOP_GAINDEBUG_EN

DEBC,G翻P

二蒜一FJCOEFFAGC_COL:Ⅺ’

F2COEFFAG(”一T4BLE

图5.2.4CLC5902的内部框图和存储器分配

图5.2.5DDC内部组成框图

并行数据,浮点到定点转换器将其作为尾数,AGC输出的3bit指数EXP移位用于扩展压缩了的动态范围(由于DVGA的作用),DVGA调整增益———————————————————————,———————————————————————————————————————————————————————————————一~南京理工大学硕士论文+61-

第五章数字调制解调的硬件实现

的步长为6dB,等效为数据左移或右移1位。图5.2.5中:

X30)=%.00S汹)-2“一(5.2.1)

1.4阶CIC滤波器完成抽取因子为8—2048的抽取,降低采样速率。设

图5.2.64阶CIC滤波器的内部结构

其抽取因子为Ⅳ,则4阶CIC所带来的增益为Ⅳ4,所以必须进行增益补偿。图5.2.6中的SHIFT—UP电路即完成此功能,使整个增益小于等于1。SHIFT.uP带来的实际增益为G_,ⅣM一“P=2(“““,其中SCALE为增益控制字,其设置需满足GAn‰。一。?N4≤1。

2.Fl滤波器为2l抽头的对称系数可编程滤波器,抽取因子固定为2。这个

滤波器的主要功能是补偿前级CIC滤波器带来的通带的严重衰减,

、i{、o…;}、

l\竹\r…’{’Y…∞

i;i\帅

●●1

一…__?‘一…一?J一…-.∞一,,∞

:;

。雠¥k。mmm.Im忡‰.m庙凸nnn.

F…~一“血dII…1….~00l0j030●0’

ToFt女Ⅳh^叫S帅rJ*R柑Fnqu●n“N∞啊IEHTaFI-*InputS_mphR-b

图5.2.7F1的频谱特性图5.2.8F2的频谱特性

并为后级的F2提供足够的阻带衰减,其系数为16bit2的补码形式,其增益南京理工大学硕士论文-62.

第五章数字调制解调的硬件实现

∑^.(f)

为G,.=型忑一,分子即为21个系数的总和,若其等于2“,即可获得单‘

位增益。其系数(1—11)一般置为:29,一85,一308,.56,1068,1405,.2056,.60091303,21121,32703。其幅频特性如图5.2.7所示。其通带纹波为0.0ldB,带外衰减为70dB。

3.F2为63抽头系数的可编程滤波器,抽取因子为244,系数也为16bit2的补码形式。此滤波器~般用作匹配滤波器。其增益为:

G,:2々∑^:(f)

分子即为63个系数的总和,若其等于2“,即可获得单位

增益。其系数(1—32)可置为一14,.20,19,73,43,.70,一82,84,171,一49,.269,一34,374,192,一449,-430,460,751,一357,一1144,81,1581,443,-2026,一1337,2437,2886,一2770,一6127,2987,20544,29647。其幅频特性如图5.2.8所示。通带纹波为O.03dB,阻带衰减为80dB。

4.NCO用于正交解调,其相位累加器为32bit。当时钟为52Mhz时,其频率分辨率为0.02Hz。NCO的频率由频率控制字FREQ来设置,据公式FREQ=2”?F,FcK,F为实际的载波频率,艮为时钟频率。为减少由相位截断引起的杂散噪声,实际的NCO电路中都有相位抖动电路,图5.2.9是NCO的内部结构。

FREOUENCySINE,COSINEWOR0OUT

图5.2.9NCO内部结构

图5.2.10和图5.2.11分别是加抖动前和加抖动后NCO输出的频谱。可见,加抖动后的杂散明显减小。两个通道的NCO都有自己的抖动源,可通过控制字DITHA和DITHB分别进行设置。

南京理工大学硕士论文.63.

第五章数字调制解调的硬件实现

__I-

●-●●

上.‘.卜dⅢ■

”|_1叩11可r啊,一"胛唧"y!rlt'_r吓flIl『f。

lIcqJtIKVN‘IILⅡLuul¨Itl“q“L1Ict、‘IHlmIl,m¨l、

图5.2.10抖动前NCO频谱图5.2.11加抖动后NCO频谱

③输出电路模块:支持并行和串行两种输出模式。在串行模式下,必须提供串行时钟SCK,MUX—Mode控制寄存器指定两个通道的数据是分别输出还是以时分复用的方式输出到一个引脚AOUT上。每个通道的I、O两路数据都是复用到同一个引脚上,I路在先Q路在后。输出数据格式可以为16bit、24bit、8bit定点数或12bit浮点数(尾数8bit,指数4bit)。在并行输出模式下,控制寄存器POUTSEL决定哪路的高16bit或低16bit被输出到并口。

④AGC模块:AGC电路监视ADC的输出,与数控增益放大器组成闭环,对输入到ADC信号的电平范围进行压缩,保证ADC输出的精度。DVGA对输入信号的压缩使CLC5902能够提供大于120dB的线性动态范围。_

⑤控制寄存器组:共有148个寄存器,通过微处理器接口进行设置。这些寄存器完成抽取因子的设置、增益设置、串行输出速率、输出复用模式、输出数据格式、NCO频率设置、抖动使能、滤波器系数设置、AGC参数设置等。

5.3专用可编程硬件实现数字中频调制

实现数字上变频我们选用HSP50215,主要原因是和其他厂家的芯片相比,HSP50215能够实现包括GMSK在内的更多种数字调制。其功能是将数字基带信号变换成数字中频信号。通过对HSPS0215不同的初始化,它可分别实现包括QPSK、BPSK、M—QAM在内的正交调制和成型及非成型的频南京理工大学硕士论文/.64.

第五章数字调制解调的硬件实现

率(FM)调制。HSP50215的原理框图如图5.3.1所示。

图5.3.1HSP50215内部结构图

HSP50215是由数据缓存器(FIFO)、基带成形滤波器、增益控制器、内插滤波器、上变频器(矢量调制器)、输出模式控制器、定时NCO、载波NCO、调频模块、控制电路等10部分组成。HSP50215有两种工作模式:矢量调制模式和调频模式(FM)。在矢量调制模式下,HSP50215输入的基带信号为16bit的1分量和Q分量采样值,输出可以是任意进制的正交调制信号形式。在调频模式下,又可分为两类:预滤波调频模式和直接调频模式。在预滤波调频模式下,HSP502l5的输入为16bit的频率样值,并且在送入到调频器之前先经过成形滤波器,因此其带宽已受限。所以,在调频器输出端无需再接带限滤波器。预滤波调频模式特别适用于GMSK形式的调制模式。在直接调频模式下,HSP50215输入的16bit频率样值直接送到调频器,因此,调制器的输出需要连接滤波器以限制频谱占有的宽度。这种工作方式适用于模拟FM调频和FSK调制方式。其主要技术指标如下:

1.输入采样频率高达3.25MSPS。输出采样频率最高为52MSPS。

2.具有>90dBSFDR处理能力。

3.输出中频频带信号的载波精度为0.012Hz

5.内插滤波器,提高采样频率至输出数据的速率。

6.16bit的微处理器接口。

7.输出为2的补码或偏移二进制编码的16bit并行数字中频信号。

与数字下变频芯片相比,HSP50215内部的NCO、增益控制、成型滤波器、南京理工大学硕士论文.65.4.可编程256抽头成型滤波器,内插因子为4、8、16。

第五章数字调制解调的硬件实现

内插滤波器等功能类似,这里就不再详细分别叙述。

HSP50215输出的数字中频信号要经过一个高速宽带D/A,这里选用了H1574l。H15741是一个具有14bit精度的100MSPS的高速D/A转换器,其内部主要采用了ECL逻辑电平实现低噪声下的高速切换。

南京理工大学硕士论文.66.

结束语

结束语

本文介绍了软件无线电的定义、系统评价方法、Speakeasy软件无线电应用实例及软件无线电关键技术简介等。针对软件无线电中的几种应用广泛的数字调制方法进行了详细的讨论,通过计算机仿真,比较了这几种调制方法的波形、频谱特性,并提出了以查找表为基础的硬件实现方法。数字解调是基于直接中频采样正交解调。对软件无线电中的几项关键技术作了深入的研究,包括带通采样定理、高速宽带A/D技术、抽样率转换技术、NCO技术。着重分析了实现抽样率转换的各种滤波器的设计和实现,特别对于抽取因子为无理数的情况,是目前国内相关文献较为完整的论述。分析了NCO的数学模型以及由相位截断和幅度量化引起的误差的波形和功率谱,对随机抖动技术较低杂散、提高无杂散动态范围的特性进行了仿真,比较了抖动前和抖动后的杂散功率谱,、无杂散动态范围得到了明显的提高。提出了两种硬件实现数字调制解调的方案,FPGA实现和专用可编程硬件实现。用VHDL硬件描述语言实现了FIR、NCO、硬件乘法器等数字调制解调的关键模块。专用可编程硬件选用了美国国家半导体公司的CLC5xxx系列芯片实现数字下变频,Harris公司的HSP50215实现数字上变频。但由于时间所限,未能最终完成硬件实现平台的调试工作。

本文的研究结果对于软件无线电收发信机的设计和实现具有一定的理论意义和实际的应用价值。但由于软件无线电是最近几年才逐渐兴起的一项新技术,许多理论尚未完善,本文仅对实现软件无线电中的数字调制解调的几项关键技术作了较为深入的研究,至少在以下方面有待进一步的研究和试验。

①随着技术的发展,许多以前未能在无线通信领域得到广泛应用的数字调制技术如8PSK、QAM、TCM有可能得到广泛应用,需要对这些数字调制技术作进一步的研究。

②抽样率转换部分中关于小数倍抽取因子的硬件实现。

⑨数字下变频后对各种数字调制信号的基带解调。

④完整的软件无线电收发信机硬件平台。

南京理工大学硕士学位论文.67.

致谢

致谢

在论文即将完成之际,首先衷心感谢导师赵惠昌教授两年多来在生活和学业上给予我无微不至的关怀与帮助。赵老师渊博的学识、严谨的治学态度、敏锐的洞察力和在科研上孜孜以求的精神使我终生受益。赵老师在整个论文选题和撰写的过程中,自始至终都给予我悉心的指导,使论文得以顺利完成。另外,还要感谢450教研室的全体老师和同学,他(她)们在我的研究生学习期间给了我很多帮助。

感谢王捷博士后、傅世友高工在论文期间提供的指导和帮助,他们为本文的内容提出了许多有益的建议。

感谢汤加跃、沈玮、任伟、顾庆军、于雷等好友的大力协助,他们为本人研究生期间的学习、生活增添了浓厚的色彩。

特别感谢姜红芹和我的父母在论文期间给予我的关怀、理解与支持。南京理工大学硕士学位论文.68.

参考文献

参考文献

『11.J.Mitola.TheSOftwareradioarchitecture.IEEECommunicationsMagazine.1995.33f51:26—38.

[2].J.Mitola.Technicalchallengesintheglobalizationofsoftwareradio.IEEECommunicationsMagaazine.2.1999:84.89.

[3].JefferyA.W.AnalogtoDigitalConvertersandTheirApplicationsinRadioReceivers.IEEECommunicationsMagzine.May.1995:39—45.

【4】.RupertB.TheDSPBottleneck.IEEECommunicationsMagzine.May.1995:46—54.

【5】.RaymondJL,DonaldWU.speakeasy:TheMilitarySoftwareRadio.IEEECommunicationsMagzine.May.1995:56—61.

[6].J.Mitola.Softwareradioarchitecture:Amathematicalperspective.IEEEJournalonselectedareasincommunications.Vel.17.April.1999:514—538.[7].PeterG.CookandWayneBonser.ArchitecturaloverviewoftheSpeakeasySystem.IEEEJournalonselectedareasincommunications.V01.17.April.1999.650—661.

【8】.w.H.W.Tuttlebee.Sofewareradiotechnology:AEuropeanperspective.IEEECommunicationsMagzine.v01.37.no.2.Feb.1999:118一123.

[9].K.C.ZangiandR.D.Koipillai.SofewareradioIssuesincellularbasestations.IEEEJournalonselectedareasincommunications.V01.17.April.1999:561—573.

【lO】.R.H.Walden.Analogtodigitalconvertersurveyandanalysis..IEEEJournalonselectedareasincommunications.V01.17.April.1999:539—550.[11】.R.H.Walden.PerformancetrendsforAnalogtodigitalconverter.IEEECommunicationsMagzine.Vel.37.no.2.Feb.1999:96.101.

『121.V.Boseeta1.Virtualradios.IEEEJournalOilselectedareasincommunications.V01.17.April.1999:591.602.

[13】.L.Lundheim.E.andI.Buret.ReconfigurableHardwareforUMTSPrototypesandTerminals.Proc.2ndACTSMobileCommun.Summit.Aalborg.Denmark.Oct.1997.

【14].郭梯云,杨家玮,李建东.数字移动通信.北京:人民邮电出版社,1995年3南京理工大学硕士学位论文.69.

参考文献

月.

[15】.李建东,杨家玮.个人通信.北京:人民邮电出版社,1998年5月.

f16].彭启琮.DSP与实时数字信号处理.成都:电子科技大学出版社,1994.[17].HeinrichMeyr.DigitalCommunicationReceivers.NewYork.1998.[18].Proakis.DigitalCommunications.3”edition.清华大学出版社,1999.[19].沈兰荪.调制解调的数字实现.电信科学.93.9(6):27—31.

『20].肖维民,许希赋.软件无线电综述.电子学报.98.2:65—70.

[21]狲立新.CDMA(码分多址)移动通信技术.北京:人民邮电出版社,1997.f22].马晓敏等.软件无线电中的数据采集技术.电信科学.1998.5:5—8.

[23].WangJibing,ZhaoMing.Researchonhardwareplotformofsoftwareradio.ICCT.98.Beijing.Oct.1998.

【24].Y.Neuvo,D.Cheng—yuandMitra.Interpolatedfiniteimpulseresponsefilters.IEEEASSP,v01.32,June.1984:563-570.

[25].S.A.White.Applicationsofdistributedarithmetictodigitalsignalprocessing.IEEEASSP.vol6(3).July.1989:4—19.

【26].Joseph.Therapidlydeployableradionetwork.IEEE.Commu.Mag4.1999:689—703.

[271.James.E.Alow—powerDSPcore—basedsoftwareradioarchitecture.IEEE.JSAC.17(4).1999:34—41.

【28].Ivan.Asoftwareradioarchitectureformultiuserdetection.IEEE.JSAC.17(511999:814-823.

【291.Lars.ReconfigurablehardwareforUMTSprototypesandterminals.ACTSSINETproject.

【301.Enrico.SORT&SWRADIOconcept.ACTSSORTproJect.

【31].苏仁宏.移动通信中的石/4.QPSK调制解调技术及DSP实现.电讯技术.1998.8:24.29.

『321.沈兰逊.软件无线电调制解调的数字实现.电信科学.1993.11:27—31.

【331.DavidB.Chester.DigtalIFfilterTechnologyfor3Gsystems:Anintruduction.IEEECommunicationsMagzine.May.1999:39-45.

【34].M.CummingsandS.Haruyama.FPGAinthesoftwareradio.IEEECommunicationsMagzine.V01.37.no.2.Feb.1999:108—112.

南京理工大学硕士学位论文.70.

参考文献

[35].StarnleyA.White.Applicationsofdistributedarithmatictodigitalsignalprocessing:Atutorialreview.IEEEASSPmagzine.July1989:4—19.

[36].周国富.利用FPGA实现DDS专用集成电路.电子技术应用.1998.2:49.51.

[37].黄葆华.降低软件无线电中频段处理运算量的一种方法.通信工程学院学报.1998.1:76.80.

[38].王水.现场可编程门阵列在信号处理重的应用,电讯技术.1998.10:69.69.

[39].朱明程珊普译,可编程逻辑系统的VHDL设计技术.南京:东南大学出版社.1998年9月.

[40].Fettweis.G.ChannelizationandsamplerateadaptationinsoftwareradioTerminals.In3“ATCTSmobilecommunicationsummit.1998:121一126.[4l】.拉宾德.多抽样率信号处理.北京:人民邮电出版社,1988.

[421.T.A.Ramstad.Digitalmethodsforconversionbetweenarbitrarysamplingfrequencies,IEEETrans,Acoust,speech,signalprocessing,32(30).june.1984:577.591.

[43].Farrow.C.W.Acontinuouslyvariabledigitaldelayelement.InProceedingsoftheIEEEISCAS.1988:2641-2645.

[44].S.A.Trtter,Introductiontodiscete—timesignalprocessing.NewYork:Wiley.1976.

【45].魏福立.直接数字合成技术及应用.电子技术应用.1993.5.25—29.

[46].Albert.DirectDigitalFrequencySynthesis.Proc.35stAnnualFrequencyControlSymposium.USAERADCOM.198l:406—414.

[47].Vankka.SpurReductionTechniquesInSineOutputDirectDigitalSynthesis.IEEEInternationalFrequencyControlSymposium.1996:951—958.[48].Michael.J.Spur—reducedDigitalSinusoidSynthesis.IEEETransonCommunication.V01.43.No.7.1995:2254—2262.

f49].王建新.直接数字频率合成技术及其应用研,究.南京理工大学博士论文.[50].GC4014DataSheet.http:\',www.Gray.com.

[51].HSP50215、HSP50214B、H15741datasheet.Harris.

[52].CLC5902、CLC5526、CLC5956datasheet.NationalSemiconductor.南京理工大学硕士学位论文.71.

发表论文

发表论文

第一作者.软件无线电中的抽样率转换技术.电讯技术.2000年第5期(10月份)

第一作者.软件无线电中的高效通用数字调制器.无线电通信技术.2001年第4期(4月份),已收到录用通知.

第二作者.软件无线电技术在CDMA2000收发信机中的应用.无线电工程.2000年第12期(12月份).南京理工大学硕士学位论文

相关推荐