第二篇：LED恒流驱动电源的研究与设计

北京交通大学

硕士学位论文

LED恒流驱动电源的研究与设计

姓名：刘彬

申请学位级别：硕士专业：交通信息工程及控制

指导教师：魏学业

20090601

中文摘要

摘要：在能源危机和气候变暖问题越来越严重的今天，节能与环保已成为社会焦点议题。ＬＥＤ具有高效、节能、环保、寿命长等特点，若能以ＬＥＤ照明取代目前低效率、高耗能的传统照明，无疑对缓解当前越来越紧迫的能源短缺和环境恶化问题起到举足轻重的作用。由于ＬＥＤ自身的伏安特性及温度特性，使得ＬＥＤ对电流的敏感度要高于对电压的敏感度，这就要求用专门的电源来驱动ＬＥＤ。本文针对ＬＥＤ特有的电学特性，研究设计了一种精确高效的恒定直流驱动方案。

本文在ＬＥＤ驱动电源设计中应用Ｂｕｃｋ型开关变换器作为主电路，详细分析了Ｂｕｃｋ变换器工作原理，研究了状态空间法在开关变换器的应用，并在连续导电模式下（ＣＣＭ）对Ｂｕｃｋ变换器进行了小信号分析。在此基础之上，分析了峰值电流型Ｂｕｃｋ型驱动器的工作方式原理，并对其建模及仿真，得出良好的动态特性与稳定性。但峰值电流控制中峰值电感电流与预期电流平均值仍有相对较大误差。

为了能够满足交流输入的需求，论文设计了斩波降压的电路，分析了电路的工作原理，并对电路性能进行了功能仿真。针对峰值电流驱动电路存在电流控制精度不足的缺点，论文引入了基于ＰＩＤ的控制方法，并详细介绍了补偿电路及控制电路的设计。最后对ＰＩＤ控制的峰值电流控制驱动器建立了小信号电路模型，进行了稳态分析，导出了传递函数。通过对其时域、频域仿真分析，验证了理论分析的Ｊ下确性。

在完成电路原理分析与电路设计的基础之上，设计制作了ＬＥＤ恒流驱动电源，并对其进行了性能测试。测试结果满足了预先设计的目的。

关键词：ＬＥＤ驱动电源；开关变换器；状态空间平均法；ＰＩＤ控制；小信号模型；分类号：ＴＰ３０２

ｊ量立交道太堂亟±堂焦ｉ佥塞

△旦Ｓ！Ｂ△￡！

ＡＢＳＴＲＡＣＴ

ＡＢＳＴＲＡＣＴ：Ｎｏｗａｄａｙｓｔｈｅｅｎｅｒｇｙｃｒｉｓｉｓａｎｄｇｌｏｂａｌｗａｒｍｉｎｇｐｒｏｂｌｅｍｉｓｇｅｔｔｉｎｇｗｏｒｓｅ，ｅｎｅｒｇｙｃｏｎｓｅｒｖａｔｉｏｎ

ａｎｄｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔａｌ

ｐｒｏｔｅｃｔｉｏｎｈａｓｂｅｃｏｍｅｔｈｅｆｏｃｕｓｏｆｔｈｅ

ｃｏｎｃｅｒｎ．ＬＥＤ

ｈａｓｔｈｅａｄｖａｎｔａｇｅｓｏｆｈｉｇｈｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，ｅｎｅｒｇｙ

ｓａｖｉｎｇ，ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔａｌ

ｃｕｒｒｅｎｔ

ｐｒｏｔｅｃｔｉｏｎ，ｌｏｎｇｌｉｆｅ，ｅｔｃ．ＩｆＬＥＤｌｉｇｈｔｉｎｇ

Ｃａｎ

ａ

ｒｅｐｌａｃｅｔｈｅ

ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌｌｏｗ

ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｌｉｇｈｔｉｎｇ，ｕｎｄｏｕｂｔｅｄｌｙｉｔｗｉｌｌｐｌａｙ

ｓｈｏｒｔａｇｅａｎｄ

ｐｉｖｏｔａｌｒｏｌｅｔｏ

ｅａｓｅ

ｔｈｅｃｕｒｒｅｎｔ

Ｉ—Ｖ

ｅｎｅｒｇｙ

ａｎｄ

ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔａｌ

ｄｅｇｒａｄａｔｉｏｎ．Ｂｅｃａｕｓｅ

ｏｆＬＥＤｕｎｉｑｕｅｔｈｅ

ｃｕｒｖｅ

ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ

ｏｎ

ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ，ｔｈｅ

ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙｏｆ

ＬＥＤ

ｏｎ

ｃｕｒｒｅｎｔｉｓ

ｈｉｇｈｅｒｔｈａｎｔｈｅｔｈａｔ

ｔｈｅｖｏｌｔａｇｅ．ＴｈｉｓｒｅｑｕｉｒｅｓｔｈｅｄｅｄｉｃａｔｅｄｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｔｏｄｒｉｖｅＬＥＤ．Ｆｏｒｔｈｅｕｎｉｑｕｅ

ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓｏｆＬＥＤ，ｔｈｉｓｔｈｅｓｉｓｒｅｓｅａｒｃｈｅｓａｎｄｄｅｓｉｇｎｓａｎ

ａｃｃｕｒａｔｅ

ａｎｄｅｆｆｉｃｉｅｎｔ

ｃｏｎｓｔａｎｔ

ＤＣＬＥＤｄｒｉｖｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ．

Ｔｈｅ

ｔｈｅｓｉｓａｐｐｌｉｅｓｔｈｅＢｕｃｋｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓｗｉｔｃｈｉｎｇａｓｔｈｅｍａｉｎｃｉｒｃｕｉｔ，ａｎａｌｙｚｅｓｉｔｓ

ｗｏｒｋｉｎｇｐｒｉｎｃｉｐｌｅｉｎ

ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎｍｏｄｅ（ＣＣＭ），ｒｅｓｅａｒｃｈｅｓ

ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ

ｏｎ

ｓｔａｔｅ－ｓｐａｃｅｅｓｔａｂｌｉｓｈｅｓ

ａｖｅｒａｇｉｎｇｍｅｔｈｏｄｕｓｅｄｉｎｔｈｅａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｏｆｓｗｉｔｃｈｉｎｇ

ａｎｄ

ｓｍａｌｌ－ｓｉｇｎａｌｍｏｄｅｌ．Ｏｎｔｈｉｓｂａｓｉｓ，ｔｈｅｔｈｅｓｉｓａｎａｌｙｚｅｓｔｈｅｐｅａｋｃｕｒｒｅｎｔ—ｍｏｄｅＢｕｃｋ

ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ

ｗｏｒｋｉｎｇｐｒｉｎｃｉｐｌｅ．Ｆｒｏｍｔｈｅｍｏｄｅｌｉｎｇ

Ｂｕｃｋ

ａｎｄｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ，ｉｔＣａｎ

ｂｅｋｎｏｗｎｔｈａｔ

ｄｅｇｒｅｅｏｆ

ｐｅａｋｃｕｒｒｅｎｔ－ｍｏｄｅ

ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｈａｓ

ｇｏｏｄｄｙｎａｍｉｃｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ

ａｎｄｈｉｇｈ

ｓｔａｂｉｌｉｔｙ．Ｈｏｗｅｖｅｒ，ｔｈｅｉｎｄｕｃｔｏｒｃｕｒｒｅｎｔｉｓｓｔｉｌｌｒｅｌａｔｉｖｅｌｙｌａｒｇｅｅｒｒｏｒ．

Ｉｎｏｒｄｅｒｔｏｍｅｅｔｔｈｅｔｈｅｃｈｏｐｐｅｒ

ｄｅｍａｎｄｏｃｃａｓｉｏｎｓｗｉｔｈＡＣｉｎｐｕｔ，Ｔｈｅｓｉｓｄｅｓｉｇｎｓ

ｏｆｔｈｅｃｉｒｃｕｉｔｉｓ

ｔｏｉｍｐｒｏｖｅｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌ

ａｎｄａｎａｌｙｚｅｓ

ｏｆｐｅａｋ

ｃｉｒｃｕｉｔ，ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｅｍｕｌａｔｅｄ．Ａｇａｉｎｓｔｔｈｅｓｈｏｒｔａｇｅ

ａｃｃｕｒａｃｙａｎｄ

ｃｕｒｒｅｎｔｃｏｎｔｒｏｌ

ｍｏｄｅａｎｄｉｎｏｒｄｅｒ

ｓｔａｂｉｌｉｔｙ，ｔｈｅ

ｐａｐｅｒｂｒｉｎｇｓｆｏｒｗａｒｄＰＩＤｃｏｎｔｒｏｌｍｅｔｈｏｄａｎｄｉｎｔｒｏｄｕｃｅｓｔｈｅｄｅｓｉｇｎｉｎｇｏｆｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ

ｃｉｒｃｕｉｔ

ａｎｄ

ｃｏｎｔｒｏｌ

ｏｎ

ｃｉｒｃｕｉｔ．Ｔｈｅ

ＰＩＤ

ｔｈｅｓｉｓｅｓｔａｂｌｉｓｈｅｓ

ｓｍａｌｌ—ｓｉｇｎａｌｍｏｄｅｌｏｆｐｅａｋ

ｄｅｎｖｅｓｔｈｅ

ｃｕｒｒｅｎｔ

ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｂａｓｅｄ

ｃｏｎｔｒｏｌ，ａｎａｌｙｚｅｓｔｈｅｓｔｅａｄｙ－ｓｔａｔｅ

ａｎｄｔｒａｎｓｆｅｒ

ａｎｄ

ｆｕｎｃｔｉｏｎ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ｔｈｅ

ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ

ｏｆＰＩＤｃｏｎｔｒｏｌｃｉｒｃｕｉｔｉｓｖｅｒｉｆｉｅｄｂｙｔｉｍｅ－ｄｏｍａｉｎ

ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－ｄｏｍａｉｎｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ．

Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅａｎｄｏｐｅｒａｔｉｏｎｏｆｄｒｉｖｉｎｇｃｉｒｃｕｉｔ

ａｒｅ

ａｎａｌｙｚｅｄ

ｉｎｔｈｅｔｈｅｓｉｓ．Ｂａｓｅｄ

ｉｓ

ｏｎ

ｔｈａｔ，

ｃｏｎｓｔａｎｔ?ｃｕｒｒｅｎｔ

ｄｒｉｖｉｎｇｐｏｗｅｒｉｓｄｅｓｉｇｎｅｄａｎｄ

ｉｔｓ

ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅａｃｈｉｅｖｅｄ

ｔｅｓｔｅｄ．Ｔｈｅ

ｔｅｓｔｒｅｓｕｌｔｓ

ｉｎｄｉｃａｔｅｔｈａｔｔｈｅｓｗｉｔｃｈｉｎｇｔａｒｇｅｔ

ｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｃｉｒｃｕｉｔｈａｓｅｘｐｅｃｔａｔｉｏｎｏｆｔｈｅｆｕｎｃｔｉｏｎ

ａ

ａｎｄｔｈｅｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ

ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ．Ｔｈｅｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ

ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｒｅｓｕｌｔｓ．

ｒｅｓｕｌｔｓｈａｖｅ

ｇｏｏｄ

ａｇｒｅｅｍｅｎｔ

ｗｉｔｈｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｎａｌｙｓｉｓ

ａｎｄ

韭—塞—銮盟太堂亟ＫＥＹＷＯＲＤＳ：ＬＥＤＰＩＤ±堂僮途塞△旦Ｓ！Ｂ△￡至ｄｒｉｖｉｎｇｐｏｗｅｒ；ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；ｓｔａｔｅ－ｓｐａｃｅａｖｅｒａｇｉｎｇｍｅｔｈｏｄ；ｃｏｎｔｒｏｌ；ｓｍａｌｌ－ｓｉｇｎａｌｍｏｄｅｌＣＬＡＳＳＮＯ：ＴＰ３０２Ｖ

独创性声明

本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的研究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得北京交通大学或其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。

学位论文作者签名．刎叻签字日期．炉７年ｇ月％日５９

学位论文版权使用授权书

本学位论文作者完全了解北京交通大学有关保留、使用学位论文的规定。特授权北京交通大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。同意学校向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。

（保密的学位论文在解密后适用本授权说明）

学位论文作者签名：弓１奶

签字日期：沈唧年多月乃日｜导师签名：／

签字日期。／西Ｖ年７月Ｊ７日

致谢

本论文的工作是在我的导师魏学业教授的精心指导及大力支持下完成的，魏学业教授对于我的科研工作和论文都提出了许多的宝贵意见。在成文之际，谨向魏老师致以最衷心的感谢。研究生两年的时间里，魏学业教授悉心指导我们完成了实验室的科研工作，在学习上和生活上都给予了我很大的关心和帮助，魏学业教授严谨的治学态度和科学踏实的工作作风给了我极大的帮助和影响。使自己终身受益。

还要感谢谢涛、马晓伟师兄在我实验阶段对我的指导与帮助。也要感谢我的室友张振华、吴小进和袁磊在平时的学习与生活中给我的巨大帮助。感谢实验室的肖硕、王钰、韩磊、于蓉蓉、高云、覃庆努、聂慧等，和他们朝夕相处一起度过的研究生生活快乐而又充实，过去几年的Ｒ日夜夜、点点滴滴都会带给我美好的回忆。

感谢我的父母！他们无微不至的关心和爱护是我学习动力的来源，感谢他们一生的教诲，报答他们恩情的唯一方法是我以后的不懈努力。最后向所有在过去的日子里帮助过我，关心过我的人表示最诚挚的谢意！

１绪论

１．１选题背景

２００８年第二十九届北京奥运会，世界见证了开幕式上华美的舞台灯光、水立方漂亮的夜景照明以及赛场内外一桩桩硕大的显示屏，这一切都要归功于ＬＥＤ（发光二极管）技术，它让奥运变成了一次科技的盛宴。同样是在２００８年，采用ＬＥＤ背光的笔记本电脑和桌面显示设备如雨后春笋般涌现，在色彩、功耗和环保方面完胜ＣＣＦＬ（冷阴级荧光灯管），成为未来行业发展的一大趋势。ＬＥＤ是上世纪９０年代发展起来的新一代冷光源，具有传统光源无可比拟的优势：节约能源、保护环境（不含汞等有害物质）、寿命长（１０万小时）、减少维护费用、提供更好的灯光品质、改进灯光视觉效果和安全性，这些都使ＬＥＤ技术在众多基础设施建设中得到越来越多的应用。

在当前石油紧张，煤炭告急的背景下，经受１０多年经济高速发展的透支之后，中国的能源危机日益凸显，能源紧缺问题已成为制约经济发展的瓶颈。在能源紧张的形势下，作为耗电大户之一的照明光源成为社会关注的焦点，而作为照明行业重要组成部分的道路和景观照明在整个国家的照明耗电量中约占４５－－－，６０％，地位更是举足轻重。因此，要想整体缓解国家电力紧降低能耗，在主要照明能耗领域推广节电工程，关系着节能降耗大局。由于ＬＥＤ具有工作电压低、耗电少、发光效率高、寿命长等特点，日趋成为节能照明领域的主流。白炽灯的寿命为１０００－－２０００小时，ＬＥＤ灯的理论寿命长达１０万小时；与白炽灯相比，ＬＥＤ灯在同样的亮度下节能８０％以上，与荧光节能灯相比节能５０％以上。中国工程院院士、中科院半导体研究所研究员陈良惠估算道：“只要目前１／３的白炽灯被半导体灯所取代，每年就可为国家节省用电１０００亿度，相当于三峡工程一年的发电量【ｌ】。＂

根据“十一五＂规划，未来我国将开展十大节能工程，其中绿色照明，推广高效节电照明系统将是一个重要内容。因此，作为继明火和白炽灯之后的第三次照明革命。０８年的绿色奥运的成功为我国ＬＥＤ照明行业带来了巨大的历史性机遇。及２０１０年上海世界博览会的推动，我国ＬＥＤ行业未来几年市场增速将进一步加快，在“国家半导体照明工程”的推动下，目前已形成上海、大连、南昌、厦门

和深圳等国家半导体照明工程产业化基地，预计到２０１０年，我国半导体照明及相关产业产值将达１５００亿元，而ＬＥＤ作为光源进入通用照明市场将成为日后产业发展的核心【２１。

１．２ＬＥＤ介绍

ＬＥＤ的特征参数１．２．１

１、光强度（ＬｕｍｉｎｏｕｓＩｎｔｅｎｓｉｔｙ：ＩＶ）

光强度定义为单位立体角所发射出的光通量，单位为坎德拉（Ｃａｎｄｅｌａ，ｃｄ）。一般而言，光源会向不同方向以不同强度放射出其光通量，在特定方向单位立体角所放出之可见光辐射强度即称之为光强度。

２、光通量（ＬｕｍｉｎｏｕｓＦｌｕｘ）

能够被人的视觉系统所感受到的那部分光辐射功率的大小，单位为ｌｍ。

３、色度（Ｃｈｒｏｍａｔｉｃｉｔｙ）

人眼对色彩的感知是一种错综复杂的过程，为了将色彩的描述加以量化，国际照明协会（ＣＩＥ）根据标准观测者的视觉实验，将人眼对不同波长的辐射能所引起的视觉感来加以纪录，计算出红、绿、蓝三原色的配色函数，根据此配色函数，使人们得以对色彩加以描述运用。

４、色温（ＣｏｌｏｒＴｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ）

光源之辐射能量分布与某一绝对温度下之标准黑体（ＢｌａｃｋＢｏｄｙＲａｄｉａｔｏｒ）辐射能量分布相同时，其光源色度与此黑体辐射之色度相同，此时光源色度以所对应之绝对温度表之，此温度称之为色温。色温在３３００Ｋ以下，光色偏红给以温暖的感觉；色温在３０００—６０００Ｋ为中间，人在此色调下有爽快的感觉；色温超过６０００Ｋ，光色偏蓝，给人以清冷的感觉【３】１４１。

１．２．２ＬＥＤ电气特性

图１－ｌ为正向压降（ＶＦ）和正向电流的（ＩＦ）关系曲线【５１，由曲线可知，当正向电压超过某个阈值（约２ｖ），即通常所说的导通电压之后，可近似认为，ＩＦ与ＶＦ成正比。当前超高亮ＬＥＤ的最高ＩＦ可达１Ａ，而ＶＦ通常为２＂－－＇４Ｖ。２

７０

６０

５０

、、

～甚４０３０

２０

１０

０｝｜｜｜｝／

ｙＦ｜ｙ

图ｌ?ｌＬＥＤＶＦ．ＩＦ关系曲线图

Ｆｉｇｕｒｅｌ－１ＬＥＤｆｏｒｗａｒｄｃｕｒｒｅｎｔＶｇＴＳＵ￥ｆｏｒｗａｒｄｖｏｌｔａｇｅ

由于ＬＥＤ的光特性通常都描述为电流的函数，而不是电压的函数，光通量（巾Ｖ１与ＩＦ的关系曲线，因此，采用恒流源驱动可以更好地控制亮度。此外，ＬＥＤ的正向压降变化范围比较大（最大可达１ｖ以上），而由上图中的ｖＦ．ＩＦ曲线可知，ｖＦ（前向电压）的微小变化会引起较大的ＩＦ（前向电流）变化，从而引起亮度的较大变化。所以采用恒压源驱动不能保证ＬＥＤ亮度的一致性，并且影响ＬＥＤ的可靠性、寿命和光衰。因此，超高亮ＬＥＤ通常采用恒流源驱动。

图１．２是ＬＥＤ的温度与光通量（①Ｖ）关系曲线，由下图可知光通量与温度成反比，８５℃时的光通量是２５℃时的一半，而４０℃时光输出是２５℃时的１．８倍。温度的变化对ＬＦＤ的波长也有一定的影响，因此，良好的散热是ＬＥＤ保持恒定亮度的保证。

＼＼、＼＼＼～＼—＼、、～＼

８０．４０?２００２０４０６０

图１．２ＬＥＤ光通量一温度曲线图

Ｆｉｇｕｒｅ１－２ＬＥＤｌｕｍｉｎｏｕｓｆｌｕｘＶｇＩ＂ＳＵＳｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ

１．２．３大功率ＬＥＤ的技术优势３

大功率ＬＥＤ作为光源用于照明具有以下优点【６】：

ｌ、耗电量少：光效为７５Ｌｍ／Ｗ的ＬＥＤ较相等亮度的白炽灯耗电量减少８０％。２、寿命长：产品寿命长达１０万小时，２４小时连续点亮可用８年以上。

３、速度快：纳秒级的响应速度，使亮度和色彩的动态控制更加容易，可实现色彩的动态变化和数字化控制。

４、设计空间大：与建筑可以有机地融合，达到只见光不见灯的效果。

５、环保：无有害金属汞，无红外线和紫外线辐射。

６、颜色：不同波长产生不同彩色光，鲜艳饱和，无需滤光镜，可用红，绿，蓝三原色控制后形成不同的颜色，并能实现全彩，渐变等各种颜色效果。

白炽灯、０５ｍｍＬＥＤ与Ｌｕｘｅｏｎ１Ｗ大功率ＬＥＤ的寿命相比，大功率ＬＥＤ在使用寿命上有很大的优势，而白炽灯以及其他一些传统光源在很多技术方面可提升的空间已经很小了。

表１．１三种不同光源的使．｝｝ｊ寿命对比

一自炽灯寿命

光衰５①ｍｉｌｌ

ＬＥＤＴａｂｌｅｌ－ｌＴｈｅｌｉｆｅｔｉｍｅｏｆｔｈｒｅｅｄｉｆｆｅｒｅｎｔｌｉｇｈｔＳＯＵＦＣｅｓ２０００４０００６０００１００００５００００寿命结束３０％７０％４０％６０％５０％５０％７０％３０％流明维持度

光衰Ｌｕｘｅｏｎ

ｌＷＬＥＤ可忽略流明维持度可忽略可忽略９０％７０％

１．２．４ＬＥＤ电学模型

在论文中要对电路设计模拟仿真，所以要针对白光大功率ＬＥＤ电学特性进行电路等效‘７１。ＬＥＤ的伏安特性方程为厶＝Ｉｏ［ｅｘｐ（ｑＶｒ／ｎＫＴ）一１】，式中以为理论因子，其值为Ｊ下向电压决定，在１至２之间变化。厶是反向饱和电流，Ｋ是玻耳兹曼常数，在室温时ＫＴ／ｑ＝０．０２５６９Ｖ，所以在ＬＥＤ＃ｌ－力ｎ电压大于３Ｖ时，这时４

些噩盆监厶掌！【虫±芏垃监童缝垒就ｐ（ｇ咋／ＨＫＴ）》１，式就可咀简化为』，：１０ｅｘｐ（ｑＧｌＵｔ），咋：！型坚ｈ（拿）．可ｑ１０

以看出ＬＥＤ的电压与电流旱指数关系。这不适合等敏电路柬近似描述，但可以在ＬＥＤ额定电流附近的电流电压特性做一线性近似。咋＝％＋ｒ‘屹。为ＬＥＤ的肝启电压，一般大功帛ＬＥＤ的丌启电压为３Ｖ左右，当ＬＥＤ正向电压为３５Ｖ，『Ｆ向电流，，为３５０ｍＡ。因此可得３．５＝３＋ｒｘＯ３５ｍＩ４２９ｆ！。因此可以把ＬＥＤ看成一个３Ｖ的恒压源与ｌ４２９欧的电阻串联的等效电路。

Ｒ＝１４２９

蒯１－３人功率ＬＥＤ实物跚

Ｆｉｇｕｒｅ１－３幽１４ＬＥＤ电学等效模型Ｈｉ曲－ｐｏｗｅｒＬＥＤＰｈｙｓｉｃａｌｍａｐＦｉｇｕｒｅｌ４ＬＥＤｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｅｑｕｉｖａｌｅｎｔｍｏｄｅｌ１３国内外大功率ＬＥＤ驱动研究现状

由上述ＬＥＤ的特性可知ＬＥＤ是电流驱动的器件，其亮度与正向电流呈比例关系．从ＬＥＤ驱动器供电可以将其分成ＤＣ／ＤＣ和ＡＣ／ＤＣ两类。ＤＣ／ＤＣ驱动器一般由电池，电瓶或稳压电源供电，主要用于便携式电子产品、矿灯、汽车等用电设备。ＡＣ／ＤＣ驱动嚣直接山市电供电．现阶段主要用于装饰，景观照明的ＬＥＤ灯。ＡＣ／ＤＣ驱动器有ｒ频变压，电容降雎，Ｂｕｃｋ降压电路等设计方案。当前ＤＣ／ＤＣ驱动器主要有两种设｜十方案；电容式电荷泵电路和电感式ＤＣ／ＤＣ电路。

１３Ｉ变压器降压电路

如图１Ｊ所示．是传统的低效率电路。交流电源通过降压变压器降压，桥式整流滤波后，通过电阻限流来使３只ＬＥＤ稳定工作。这种电路的致命缺点是：电阻Ｒｌ的存在足必须的，ＲＩ上的有功损耗直接影响了系统的效率．再加上变压器

损耗，系统效率低。当电源电压在±ｌＯ％的范围内变动时，流过ＬＥＤ的电流变化将≥２５％，ＬＥＤ上的功率变化将达到３０％。当Ｒ１分压较大时，在电源电压在±１０％的范围内变动时，虽然能使输出到ＬＥＤ的功率变化减少，但系统效率将更低ｆ８】

ｏ

＼＼

＼＼

＼＼

图１．５变压器降压电路图

Ｆｉｇｕｒｅ１－５Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｖｏｌｔａｇｅｃｉｒｃｕｉｔ

１－３．２电荷泵电路

电荷泵变换器的基本工作原理如图１－６所示，是倍压电荷泵的结构图。它是由一个基准、比较、转换和控制电路组成的系统。它由振荡器、反相器及四个模拟开关组成，外接两个电容Ｃ１、Ｃ２构成电荷泵电压转换翻转电路。

这种倍压电荷泵的工作由两个阶段组成——充电（能量储存）和放电（能量转移）。在充电阶段，开关Ｓ１／￥３闭合（导通），￥２／Ｓ４打开（关断）。快速电容ａ被充电到输入电压Ｖｉｎ，并储存能量，储存的能量将在下一个放电阶段被转移。储能电容Ｃ２，在上一个放电周期就已经被从Ｃｌ转移过来的能量充电到２Ｖｉｎ电压，并提供负载电流。

在放电阶段，开关Ｓ１／￥３打开，￥２／￥４闭合。ａ的电平被上移了Ｖｉｎ，而Ｃ１在上一充电阶段已经充电至Ⅵｎ，因此Ｃ２两端的总电压现在成为２Ｖｉｎ（这也是“倍压＂电荷泵名称的由来）。然后，ａ放电将充电阶段存储的能量转移到Ｃ２，并且提供负载电流。

电荷泵电路仅外接两个电容，电路简单转换效率高。但其电路输出功率较小，电压的变化范围的一般在倍数变化的范围内，所以应用受到比较大的局限性【９】。６

Ｉｎ

一／—

—ＬＳ１Ｓ２一一ＶＣ１ｊ＿ｃ２

专３１

上

．。ｎ７‘ｓｊｒ＼～Ｓ４

图１－６电荷泵电路图

Ｆｉｇｕｒｅ１－６Ｃｈａｒｇｅｐｕｍｐｃｉｒｃｕｉｔ

１．３．３开关电源电路

开关电源技术就是随着电力电子器件、开关频率技术发展而发展的，两者相互促进推动着开关电源每年以超过两位数字的增长率向着轻小、低噪声、高可靠、抗干扰的方向发展【１０１。开关电源按其拓扑结构可分为ＡＣ／ＤＣ和ＤＣ／ＤＣ两大类。ＤＣ／ＤＣ变换器现己实现模块化；但ＡＣ／ＤＣ变换器因其自身特性，使得在模块化的进程中遇到较复杂的技术和工艺制造问题。以下分别对ＤＣ／ＤＣ开关电源作简要地介绍…１。

ＤＣ／ＤＣ变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称直流斩波。开关电源一般采用的是电感式ＤＣ／ＤＣ驱动器，它的输出电容和电感大小与开关频率成反比。具体电路有以下三类。

１、Ｂｕｃｋ电路——降压电路。其输出平均电压圪小于输入电压圪，极性相同。图１．７所示为由以占空比Ｄ工作的晶体管Ｓ、二极管Ｄ１、电感Ｌ、电容Ｃ组成的Ｂｕｃｋ变换器电路图。电路完成把直流电压Ｋ转换成直流电压％的功能。输出电压Ｖｏ＝Ｄｖｓ，故称Ｂｕｃｋ电路为降压电路。

ＶｓＲ

图１．７Ｂｕｃｋ变换器

Ｆｉｇｕｒｅ１－７Ｂｕｃｋｃｏｎｖｅｒｔｅｒ

７

２、Ｂｏｏｓ卜升压电路，其输出平均电压％大于输入电压∽，极性相同。线路由开关Ｓ、电感Ｌ、电容Ｃ组成，如图１—８所示，完成把电压％升压到ｖｏ的功能。输出电压圪＝Ｋ／（１－Ｏ），又Ｄ＜１，故Ｂｏｏｓｔ为升压电路。

ＶｓｆＶ０

图１．８Ｂｏｏｓｔ变换器

Ｆｉｇｕｒｅ１－８Ｂｏｏｓｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒ

３、Ｂｕｃｋ－Ｂｏｏｓｔ电路——升降压电路，其输出平均电压圪＝ｏｖ，／ｏ－Ｄ）大于或小于输入电压屹，极性相反，电感传输。电路是可升降压的ＤＣ?ＤＣ直流开关变换电路，通过控制开关管Ｓ的ＰＷＭ信号中的占空比，便可达到升降压的目的。图１－９是它的工作原理图。输出电压圪＝ＤＶＪ（１－Ｏ）。Ｂｕｃｋ—Ｂｏｏｓｔ电路可实现很宽的升／降压比例，适合输入电压波动范围大的场合。

』了ｉｒ’～’

Ｓ］０１

）

Ｉ≥Ｌ‘—ｃ＝一Ｒｒ／、

图１－９ＢｕｃｋｑＢｏｏｓｔ电路

Ｆｉｇｕｒｅｌ－９Ｂｕｃｔｃ－－Ｂｏｏｓｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒ

除上述主要的三种电路以外，ＬＥＤ驱动还有采用采用ＬＤＯ（Ｌｏｗ—ＤｒｏｐＯｕｔ）式驱动器【１２】，它无须外围元件且价位较低。其缺点是转换效率略低，并且电池往往不能用到终止放电电压就要充电。这种驱动器主要用于一节锂离子电池的场合，配合使用正向导通压降较低的白光ＬＥＤ。８

１．４ＬＥＤ驱动控制器的设计要点【１３】

ｌ、恒定直流控制

ＬＥＤ是电流驱动元器件，它的亮度取决于它的前向电流【１４】。因此用恒定电流电源驱动ＬＥＤ是一个最好的方法。恒流源可以避免因输入电压的波动使输出电流波动，这也使得ＬＥＤ的亮度始终保持不变。

２、高转换效率

ＬＥＤ是节能产品，驱动电源的效率要高。转换效率在电源设备中也是很重要的性能参数，因此要求ＬＥＤ驱动器有高的转换效率。本文中电源设计的效率指标为≥８５％。

３、ＬＥＤ混连驱动

对于恒流驱方式，ＬＥＤ采取串联驱动的连接方式是最好的选择。但是在实际应用中遇到大功率应用的场合，如果再采取串联驱动的方式，会导致驱动器输出电压过高。所以一般采取串联之后再并联的混连连接驱动方式，由于并联的每串ＬＥＤ会存在参数存在差异的情况，为避免出现电流不均一的情况，所以应当在每一路的ＬＥＤ中串联一个限流电阻。

５、浪涌电流的抑制

ＬＥＤ抗浪涌电流的能力是比较差的，特别是抗反向电压能力。由于电路中会存在感性元器件，在电路上电的瞬间会产生很大的浪涌电流，从而影响整个控制器的正常工作。为避免情况的出现，在电路设计时一定要采取措施防止涌浪电流的出现。

１．５ＬＥＤ驱动电路的研究意义与价值

ＬＥＤ由于节能环保、寿命长、光电效率高、启动时间短等众多优点，成为了照明领域关注的焦点，近年来发展迅速。根据前面所述，由于ＬＥＤ独特的电气特性使得ＬＥＤ驱动电路也面临更大的挑战，ＬＥＤ驱动电路关系到整个ＬＥＤ照明系统性能的可靠性。因此为防止ＬＥＤ的损坏，这些都要求所设计系统能够精准控带ＩＪＬＥＤ输出电流。目前采用的稳压驱动电路，存在稳流能力较差的缺点，从而导致ＬＥＤ寿命大为缩短。９

当前，直流输入ＬＥＤ驱动电源已经发展了较长的一段时间，电路已比较成熟。而用于市电输入照明的ＬＥＤ驱动电路，很多采用交流输入电容降压及工频变压器降压，电源体积过大，输出的电流稳定性差，性价比普遍很低。目前针对市电输入的降压驱动电路是当前ＬＥＤ驱动市场的难点与热点。ＬＥＤ照明是一种绿色节能照明，其驱动电源的输出功率较小，在此情况下实现电源的高效率是另一大难点。同时，由于ＬＥＤ的使用寿命理论上长达１０万小时，这要求驱动电源很高的可靠性。

综上所述，根据市场需求，为ＬＥＤ提供性能优良的驱动电路，具有很大的经济价值和实用意义。

１．６论文的研究内容及安排

本文主要工作是分析、设计一种电流模式控制ＰＷＭ型开关电源电路的整体结构，在对传统峰值电流控制开关变换器进行理论分析的基础上，提出了基于ＰＩＤ的双闭环控制模式，来提高输出电流的精确稳定及可靠性。最后完成整体电路的仿真与分析。

论文的内容安排如下：

第一章介绍了ＬＥＤ的应用发展及其基本电气特性，ＬＥＤ驱动电路现状介绍选题背景及意义，并对本论文的章节进行安排。

第二章阐述了开关电源Ｂｕｃｋ变换器的电路整体结构模型。在连续导电模式（ＣＣＭ）下运用状态空间法对电路进行分析，得到其稳态及小信号模型。

第三章阐述了基于Ｂｕｃｋ变换器的峰值电流控制模式的工作原理，分析设计了次谐波震荡的消除方法，建立了电路整体结构模型及小信号模型，并对电路进行了频域及时域仿真。

第四章在峰值电流控制模式的Ｂｕｃｋ变换器基础上引入了ＰＩＤ控制方式。分析了基于ＰＩＤ控制的峰值电流驱动电路的工作原理。建立了电路整体结构模型及小信号模型，并对电路进行了频域及时域仿真。并对仿真结果与上一章的仿真结果进行了对比分析。

第五章设计整体电路，系统电路实验测试与结果分析。

第六章是论文结论。

在论文的最后分别是致谢、参考文献以及作者的个人简历。１０

２Ｂｕｃｋ驱动控制器在连续导电模式下的主电路分析

在目前的ＬＥＤ驱动控制器市场上，绝大多数的产品是以Ｂｕｃｋ和Ｂｏｏｓｔ变换器为基础电路拓扑设计的。作为降压电路，Ｂｕｃｋ变换器是一种应用非常广泛的电路，外界对它的性能研究比较深入，它可达到的效率比较高，控制器和外围电路的设计也被比较成熟。在电路设计中可以允许供电电压在一个比较大的范围内工作，从而可以适应多种应用场合。因此论文采用Ｂｕｃｋ变换器，设计一个基于Ｂｕｃｋ变换器的ＬＥＤ恒流驱动控制电源。

２．１Ｂｕｃｋ型直流变换器的原理分析

图１．７所示为由以占空比Ｄ工作的晶体管Ｓ、二极管Ｄ１、电感Ｌ、电容Ｃ组成的Ｂｕｃｋ变换器电路图。电路完成把直流电压Ｖｓ转换成直流电压Ｖｏ的功能。

当开关ｓ导通时，由图２－１所示的电流Ｌ＝Ｌ流过电感Ｌ，电流线性增加，在负载Ｒ上流过电流Ｌ，两端输出电压％，极性上正下负。当Ｌ＞Ｉｏ时，电容在充电状态。这时二极管Ｄｌ承受反向电压；经时间ＤＴ，后（Ｄ＝ｔｏ。／ｒ，，ｔｏ。为ｓ在开通时间，Ｚ是开关周期）。

Ｌ

Ｉｓ

＋

＋

Ｖ§）

●＿／一＼Ｄ１一＝ＶｏＣ

１

图２－１电路工作状态ｌ

Ｆｉｇｕｒｅ２－１Ｃｉｒｃｕｉｔｗｏｒｋｉｎｇｓｔａｔｅ１

当开关管Ｓ在关断时，如图２－２所示，由于线圈Ｌ中的磁场将改变线圈Ｌ两端的电压极性，以保持其电流屯不变。负载Ｒ两端电压仍是上正下负。在ｔ＜Ｉｏ时，电容处在放电状态，有利于维持Ｌ、％不变。这时二极管Ｄ１，承受正向偏压为电流ｔ构成通路，故称Ｄ１为续流二极管。由于变换器输出电压％小于电源电压％，

故称它为降压变换器。工作中输入电流‘，在开关闭合时，‘＞０，开关打开时，‘＝Ｏ，故‘是脉动的，但输出电流Ｌ，在Ｌ、ＤＩ、Ｃ作用下却是连续的，平稳的。

图２－２电路上作状态２

Ｆｉｇｕｒｅ２－２Ｃｉｒｃｕｉｔｗｏｒｋｉｎｇｓｔａｔｅ２

２．２Ｂｕｃｋ变换器的小信号分析

为了研究Ｂｕｃｋ变换器的动态特性，论文引用了交流小信号分析方法ｆ１５】【１６】，用此方法对Ｂｕｃｋ变换器建立解析模型或等效电路模型，来分析其低频动态小信号分量在变换器的传递过程特性。它是分析与设计变换控制器的有力数学工具。下面就应用状态空间平均法对Ｂｕｃｋ变换器进行建模ｆ１６】。

２．２．１状态空间平均法

１、求平均变量

求平均变量，目的是为了消除变换控制器中的高频开关纹波的干扰，来突显输出变量的直流分量与交流小信号分量的关系，它通过在一个开关周期内求平均值的方法，建立各个平均变量的状态方程。对于开关变换器，可分为开关管导通与关断的两个阶段进行分析。

工作状态１为变换器开关周期的【ｏ，妲】时间段内，其状态方程如（２?１）所示

（２－１）ｊ（ｆ）＝４ｘＯ）＋Ｅ“（ｆ）

输出方程为：

ｙ（，）＝Ｃ，ｘ（ｔ）＋巨“（ｆ）（２－２）

石（ｆ）为状态变量；“（ｆ）为输入变量；４与Ｅ为状态矩阵与输入矩阵；少（ｆ）为输１２

出向量；Ｃｌ与巨分别为输出矩阵与传递矩阵。

工作状态２为变换器开关周期的【ｄＺ，

为：霉】时间段内，其状态方程与输出方程

地）＝Ａ２ｘ（ｔ）＋Ｂ２ｕ（ｔ）

ｙ（ｔ）＝Ｃ２ｚ（ｆ）＋互ｕ（ｔ）

式中４与岛为状态矩阵与输入矩阵；（２—３）（２－４）Ｇ与易分别为输出矩阵与传递矩阵。为消除开关纹波的影响，定义平均状态变量、平均输入变量及平均输出向量为

（工（ｆ））毛＝ｊ１ｆ＋ｒ５ｘ（ｆ渺（２－５）

．（２－６）（“ｏ））巧＝；ｆ＋％“（ｒ矽ｆ

有式（２．５）可得平均输出变量对时间的导数为（ｙ（ｆ））％＝；ｆ＋珞ｙ（ｆ矽ｆ（２－７）

（删珞＝瓦ｄ（删％＝汀１珞（警ｍ＝打珞ｍⅪｆ（２－８）

将上式（２．１）（２．２）带入（２．８）可得

（删珞２丢（ｒ【Ａｔｘ∽＋Ｂｌｕ（ｒ）ｍ＋ｆ＋＋ｒｓ。［Ａ２ｘ㈤＋Ｂ２ｕ（ｆ）㈨（２－９）由于Ｂｕｃｋ变换器的开关频率一般都设定在在５０ＫＨｚ以上，所以可将其在一个开关周期内的平均值代替瞬时值，近似认为平均值在一个开关周期内维持恒值，上式可见简化为整理得

（曼（ｆ））ｂ＝【ｄ（ｔ）Ａ。＋ｄ’（ｆ）Ａ：】（ｘ（ｆ））ｂ＋【ｄ（ｔ）Ｂ。＋ｄ’（ｆ）Ｂ：】（“（，））珞

对于输出变量Ｊ，（ｆ），同理可得其状态方程：（２＿ｌｏ）

（ｙ（ｆ））ｂ＝［ｄ（ｔ）ｃ。＋ｄ’（，）ｃ：】（ｚ（ｆ））％“ｄ（ｔ）Ｄ。＋ｄ’（ｆ）Ｄ：】（“（ｆ））ｂ

２、分离扰动（２－１１）

分离扰动是为了确定控制变换器的静态工作点，将平均变量分解为直流信号与交流小信号两个部分。１３

Ｘ（ｔ）＝Ｘ＋童

Ｙ（ｔ）＝ｒ＋ｐ

Ｕ（ｆ）＝Ｕ＋五

Ｊ（ｆ）＝Ｄ＋ｄ（ｆ）

ｄ’（ｆ）＝Ｄ’－ｄ（ｔ）

将上式带入上面两个公式得（２．１２）

ｘ＋曼＝［（Ｄ＋以ｆ”４＋（Ｄ一以ｆ”４】（ｘ＋氧ｆ”＋［ｐ＋ｄ（ｆ））尽＋（Ｄ—ｍ））垦】（Ｕ＋反呦（２－１３）ｙ＋夕＝【（Ｄ＋ｄＯ”Ｃ：＋（Ｄ—ｄ（ｔ））Ｃ２】（ｘ＋．砸））＋［（Ｄ＋ｄ（ｆ））巨＋（Ｄ—ｄ（ｔ））Ｅ２】（ｕ＋五（ｆ））（２－１４）

令

＝

＝＋＋

＋ＤＤ２么曰ＣｌｌＤ

Ｄ馋伤伤锄”Ｅ＝础明％明＋

ｘ＋文ｔ）＝ＡＸ＋ＢＵ＋触（ｆ）＋曰五（ｆ）＋［（４—４）ｘ＋（且一盈）ＵＭ（ｆ）

＋（彳Ｉ一４）龛Ｏ）ｄ（ｆ）＋（Ｅ一最）五Ｏ）ｄＯ）（２—１６）

ｒ＋ｊ３（ｔ）＝ＣＸ＋ＥＵ＋Ｃ贾（ｆ）＋威（ｆ）＋［（ＣＩ—ｃ２）ｘ＋（巨一臣）ｕ】ｄ（ｆ）

＋（ｑ—ｃ２）叠（ｆ）ｄ（ｆ）＋（巨一易）五Ｏ）ｄ（ｆ）

可得静态工作点

Ｘ＝－Ａ。１ＢＵ（２—１７）（２—１８）

（２－１９）Ｙ＝陋一Ｃ４。１Ｂ）Ｕ

３、线性化

由于小信号的乘积高次项的幅值远小于其本身一次项，所以可对式（２．１７）（２．１８）中的小信号的高阶项省略去，使小信号模型方程线性化，并达到利于数学分析的目的。线性化后的小信号输出方程与状态方程可表示为：

量（ｔ）＝雎（ｆ）＋Ｂ五（ｆ）＋［（４—４）ｘ＋（Ｅ一嘎）ｕ】ｄ（ｆ）

９（ｔ）＝＆（ｆ）＋尉（ｆ）＋［（Ｃｌ—ｃ２）ｘ＋（巨一互）ｕ】０（ｆ）（２－２０）（２．２１）

１４

２．２．２状态空间法在ＢＵＣＫ变换器中的应用

运用上述的小信号状态空间法对Ｂｕｃｋ变换器动态分析，确定其静态工作点。以Ｂｕｃｋ变换器工作在连续导电模式下（ＣＣＭ）为例，将工作状态分为在开关管导通、关闭两种状态【１７】【１８Ｊ。

图２．３Ｂｕｃｋ变换器的两种工作状态

（ａ）工作状态ｌ：（ｂ）工作状态２

Ｆｉｇｕｒｅ２－３ＴｗｏｔⅥ，ｅｗｏｒｋｉｎｇｓｔａｔｅｓｏｆＢｕｃｋｃｏｎｖｅｒｔｅｒ

取电感电流ｔ与电容电压１，（ｆ）作为状态变量，输入电压屹（ｆ）为输入变量。输入电压屹（ｆ）的输入电流‘（ｆ）及电路的输出电压’，（ｆ）作为输出变量。

工作状态Ｉ，开关管导通时【ｏ

及输出电压１，（ｆ）可列方程：螺】；开关管Ｓ导通，Ｄ１截止。对电感电压屹（ｆ）

屹（ｆ）＝三掣州旷ｙ∽（２－２２）

“ｆ）．ｃ掣＝ｉＬ∽一半（２－２３）

由于输入电流‘（ｆ）与电感电流ｔ相等，可将上式写成状态方程为

‰１Ｉ．ｆ

Ｌｖ（ｔ）Ｊｏ５一！三ｌ

ＲＣ１Ｃ阱陆∽，口２４，

嘲＝＿躺］＋［舢纠

工作状态２开关管闭合时【ｄ五

及输出电压’，（ｔ）可列方程：

１５亿２５，瓦】，开关管Ｓ截止，Ｄ１导通。对电感电压屹（ｆ）

屹∽＝哮一Ｖ∽（２—２６）“ｆ）＿“旷半

此时输入电流ｔ（ｆ）为零，’，（ｆ）保持不变，列状、芯－－／了任［：ｚｌ得Ａ（２—２７）

ｐ］：Ｌｖ（ｏＪｏ１

Ｃ一！￡１Ｒｃ嘲恸比，】亿２８，

［｛；｛：：；］＝［三ｏ。１．ＬＦ，ｖ，。。（，ｏ，．１＋［三］【Ｋｃ，，】

从前述分析的状态空间法公式可得

．ｃ２—２９，１

＋Ｄ’ｎＵＡ＝Ｄ４＋Ｄ鸽＝Ｄ０一一Ｌ

ｌ

ＣｌＲＣ１一一三ｌｎＵ１一一三１ＲＣｌｌＣ（２－３０）Ｃ．尺Ｃ

艿＝。喝＋。包＝。［言］＋。’［３］＝［詈］

Ｃ＝ＤＣＩ＋Ｄ’ｃ２ｉ．－－ＤＱ引）Ｑ现）

Ｑ书）Ｅ＝ＤＥＩ＋Ｄ包＝０

由式（２—２０）（２．２１）可得出其变量的交流项

文ｔ）＝心（ｆ）＋曰五（ｆ）＋【（４—４）ｘ＋（Ｅ一最）ｕＭ（ｆ）

＋（４—４）曼（ｆ）ｄ（ｆ）＋（墨一垦）五０）ｄＯ）

夕（ｆ）＝ｃ鼠ｆ）＋Ｅ五Ｏ）＋【（ｃｌ—Ｃ２）Ｘ＋（巨一岛）ｕ】ｄ（ｆ）＋

＋（ＣＩ—Ｇ）量Ｏ）ｄＯ）＋（磊一易）ｆｉ（ｔ）ｄ（ｔ）

将式（２—３４）与（２．３５）线性化可得厶柳ｐ础，

文ｆ）＝儆（ｆ）＋Ｂ五（ｆ）＋［（４—４）ｘ＋（Ｅ一岛）ｕＦ（ｆ）夕（ｆ）＝Ｃ宕（ｆ）＋威（ｆ）“（ｃＩ—ｃ２）彳＋（巨一最）ｕＦ（ｆ）

将式（２－３６）与（２．３７）做拉氏变换，将设状态变量初始状态为零Ｑ粕、，Ｇ钾）

曼Ｏ）＝（豇一么）－１曰五Ｏ）＋（豇一么）一［（４—４）ｘ＋（骂一易）ｕ］ｄ（ｓ）亿倒，）

１６

多（ｓ）＝（ｃ（豇一彳）一１曰＋Ｅ）五ｏ）＋｛ｃ（盯一彳）一１【（４—４）ｘ＋（Ｅ一垦）ｕ】“（ｑ—ｃ２）ｘ＋（巨一垦）明）ｄ（Ｊ）

由此可得到Ｂｕｃｋ控制变换器的各传递函数（２—３９）

１、输出变量移（ｓ）对输入变量吃（ｓ）的传递函数瓯（ｓ）２、输出变量移（占）对控制变量０（ｓ）的传递函数吼（ｓ）啪，２器Ｌｆ磊Ｄ啪，２器ｈ矿忐

啪，２黜，譬差生（２－４０）（２－４１）３、开环输入导纳ｙ（ｓ）

（２－４２）

４、开环输入阻抗Ｚ（Ｊ）

邵，：瓢砷：鲁１．３笔翠１１２ＵＪ¨¨刖。ｓ“【一十（２－４３）

２．３本章小结

本章对Ｂｕｃｋ变换器做了原理分析，介绍了其在连续导电模式下的工作状态。详细介绍了变换器建模方法的最基本思路，即求平均变量，分离扰动及线性化。并利用状态空间法对Ｂｕｃｋ变换器做了小信号模型，利用小信号状态方程得到各项变量的传递函数。本章是论文的数学基础，准确的数学模型是进行系统分析与设计的必要工具，所建立的小信号模型及控制器设计方法对模拟集成电路中整体设计中参数的确定有着实用意义，而且能够给出实用的闭环反馈控制器的设计方法。它是后几章介绍的电路的建模方法的理论基础及基本思路。１７

３基于Ｂｕｃｋ电路的峰值电流驱动电路的研究

３．１设计思想

电流控制模式变换器的结构与原理不同于电压控制型变换器，它是采用双闭环自动控制模式，即电流内环控制与电压外环控制。根据最优控制理论，双反馈信号的双闭环控制可以实现动态相应的误差平方积分（１１１ｔｅ舯ｌＳｑｕａｒｅＥｒｒｏｒ）最小。电流控制模式方式是基于ＰＷＭ（脉冲宽度调制）控制技术的。ＰＷＭ反馈控制分为平均电流控制ＰＷＭ、峰值电流控制ＰＷＭ及滞环控制电流控制ＰＷＭ等形式。跟其他控制模式相比峰值电流模式控制的ＰＷＭ技术因动态响应速度快、补偿电路简化、增益带宽大、易于均流等优点而被广泛应用【２０１。故在本论文中采用峰值电流控制模式。

３．２峰值电流控制ＰＷＭ控制模式的基本原理

工作原理

由图３．１可以看出，峰值电流控制模式是一个双闭环控制系统。系统的电路拓３．２．１扑结构也与前章论述的传统Ｂｕｃｋ拓扑结构有所不同，它将开关ＭＯＳ管移置检测电阻的上方，在小信号分析中也将控制变化参量的分析也由输出负载的电压变化为检测电阻的两端电压。将传统电压外环的控制变换为电流外环的控制，这是一种双电流闭环控制模式。其电路的基本原理是：输出检测电压圪。与参考电压％经误差比较器后得到一个误差电压信号圪，Ｋ经过补偿网络后信号圪。再与电感电流的检测电阻电压屹。比较，由恒频时钟的脉冲置位锁存器输出脉冲。当‰幅度达到吃电平时，ＰＷＭ比较器的状态反转，锁存器复位，驱动撤除导致功率管关断，续流二极管Ｄ１导通，电感电流开始下降，电路逐个地检测和调节电流脉冲，由此控制电源输出的电流。

ｙ。叫｝

ｌ

Ｖｒｅｆ

图３．１峰值电流控制犁双环控制模型图

Ｆｉｇｕｒｅ３一ｌＰｅａｋｃｕｒｒｅｎｔ－ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄｄｕａｌ－ｌｏｏｐｃｏｎｔｒｏｌｍｏｄｅｌ

ｒ

ｄ（，）／７／ｆ＼

Ｏｎ图３．２峰值电流控制的波形图Ｆｉｇｕｒｅ３－２ＴｈｅｃｕＴｒｃｎｔｗａｖｅｆｏｒｍｂａｓｅｄＰｅａｋｃｕｒｒｅｎｔ－ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ

３．２．２峰值电流控制模式的特点【２１】

峰值电流模式控制ＰＷＭ是双闭环控制系统，峰值电流模式控制ＰＷＭ具有很大的带宽。它具有以下优点：

ｌ、具有良好的线性调整率和快速的输入输出动态响应；当输入电压或者ＬＥＤ负载发生变化引起电感电流变化时，开关管的开关状态切换时刻会发生响应变化，来调整开关的占空比，具有高度的稳定性。

２、固有的逐个脉冲电流限制，简化了过载保护和短路保护；采用了开关管的峰值电流作为补偿量，在故障状态下，可以避免系统的过流。

３、消除了输出滤波电感带来的极点，使系统不存在有条件的环路稳定性问题，１９

具有最佳的大信号特性；

４、多电源单元并联易于实现自动均流。

峰值电流模式同时又具有以下缺点：在没有斜坡补偿时，当占空比大于５０％时，控制环会不稳定，抗干扰性能变差【２２】；控制信号来自输出电流，电路的谐振会给控制环带来噪声。

３．２．３峰值电流控制模式主电路小信号分析

在峰值电流控制的Ｂｕｃｋ变换器的小信号模型与第二章的模型有所不同。如上图３．１，它将开关ＭＯＳ管移置检测电流的上方，在小信号分析中也将变化参量的分析也由输出负载的电压变化为检测电阻的两端电压，分析模型如图１６图１７所示。

三

ｒ

广＋ｒ’丫［一卜—叮

足％％南鼻圪三：＝圪６蟮

上一

图３．３开关管导通

Ｆｉｇｕｒｅ３－３ＳｗｉｔｃｈＯｉｌ一一图３－４开关管截止Ｆｉｇｕｒｅ３－４Ｓｗｉｔｃｈｏｆｆ

工作状态Ｉ，如图３－３。开关管导通时【ｏ螺】；开关管Ｓ导通，二极管ＤＩ截止。对电感电压屹（ｆ）及输出电压１，（ｆ）可列方程：

￡口ｄｉ｜ｒ＿ＲＬＥｏｔＯ）＋ｙｓ（ｆ－ＶＬＥ。（ｆ）一匕朋Ｏ）（３－１）

…ｃ丝ｄ盟ｔ巩∽一半Ｒ．（３－２）、’

可将上式写成状态方程

『棚１Ｊ．ＲＬＥＤ三

２１工

ｌ

ＲｓＣＬ’，一（ｆ）ｊＩｌＣ泼非椎黝

２０Ｂ３，

‰ｌ

三三

４＝１ｌ

ＣＲＣ、蜀＝［吉｛］、ｑ＝ｔ、Ｄ．＝。

电感电压屹（ｆ）及输出电压１，（ｆ）可列方程：

上鲁一‰一Ｒ肋之

Ｖｓｅｎ＝０

此时输出为零，１，（ｔ）保持不变，列状态方程得

酬＝弦牡；）］＋［瑚寰，］４＝斛０垦＝旧斗。一。

但一Ｄ一坠Ｄ

彳＝出＋Ｄ４一Ｌ

—Ｄ叫一￡Ｄ—ｃ足ｃ

艿＝ＤＢ，＋Ｄ＇Ｂ２－鲫

Ｃ＝ｏｑ＋Ｄ’Ｃ２＝Ｄ

Ｅ＝明＋Ｄ嘎＝０

由第二章式（２．２０）（２．２１）可得出其变量的交流项

舅（，）＝觚ｆ）＋Ｂ五（ｆ）＋【（４—４）ｘ＋（Ｅ一垦）Ｕ］ｄ（ｆ）＋（４—４）曼（ｆ）ｄ（ｆ）＋（蜀一岛）五（ｆ）ｄＯ）

多（ｆ）＝Ⅸ（ｆ）＋威（ｆ）＋【（Ｃｌ—Ｃ２）Ｘ＋（巨一臣）ｕＦ（ｆ）＋（ｃＩ—Ｃ：）量Ｏ）ｄ（ｆ）＋（巨一易）五（ｆ）ｄＯ）

２ｌｃ３－４，（３－５）（３－６）ｐ７，仔８，（３－９）（３—１０）（３－１１）（３－１２）（３—１３）（３—１４）

将上式去除高次项线性化可得

量（ｆ）＝肚（ｆ）＋Ｂ历（ｆ）“（４—４）ｘ＋（Ｅ一岛）ｕⅣ（ｆ）

夕（，）＝ＣＳｃ（ｔ）＋Ｅｆｉ（ｔ）“（ＣＩ—Ｃ２）彳＋（巨一易）ｕＦ（ｆ）

将上两式做拉氏变换，将设状态变量初始状态为零（３—１５）（３－１６）

曼（ｓ）＝（ｓＩ－Ａ）。１Ｂｆｉ（ｓ）＋（ｓＩ－Ａ）一［（４—４）Ｘ＋（Ｅ一岛）ｕ］ｄ（ｓ）（３－１７）

夕Ｏ）＝（ｃ（豇一４）叫Ｂ＋Ｅ）五（ｓ）＋｛Ｃ（ｓｌ－彳）一［（４—４）ｘ＋（Ｅ—Ｂ２）ｕ】

“（ＣＩ—Ｇ）ｘ＋（巨一巨）ｕＢｄ０）

由公式（３．１７）（３—１８）可得到电路的各项传递函数。

输入．输出函数：（３－１８）Ｑ＝鬻＝面西石面函面瓦ＤＬ承ＲｓＣ丽丽ｊ面丽‘３－１９）ｕ时一０（Ｊ）一ｓ２Ｒ三ｃ＋（上一２Ｄ‰皇，ｃ＋尽∞尽，ｃ１）ｓ＋烈曩∞＋２三”ｔ田＋口呸）Ｇ，：靶：：堡趟丝±堡趔里兰ｄ——一（３．２０）、。。。７输出．控制函数：设Ｂｕｃｋ变换器中输入电压形－－－１００Ｖ，开关频率ｆ＝１００ＫＨｚ，电感Ｌ＝Ｉ．５ｍＨ，电容Ｃ＝２ｎＦ。负载电流１＝３５０ｍＡ，检测电阻足＝０．８Ｑ，输出１０个大功率ＬＥＤ负载，故ＬＥＤ等效电压ＶＬｇＤ＝３０Ｖ，等效电阻墨ＥＤ＝１．４２９ｘ１０＝１４．２９ｆ２，占空比Ｄ：竺盟±生堕！：０．４５。用ＭＡＴＬＡＢ７．１对小信号进行频域分析【２２１，得到输入．输

Ｋ

出与输出．控制传递函数的波特图。瓯传递函数的增益比较低，说明对外部输入电压的波动有良好的抑制作用。嘞的转折频率为８７３４４ｒａｄ／ｓｅｃ的微分环节，增益最终趋向于．５０ｄＢ，相位趋向于．９０度。

融Ｄ姆帅

图３．５传递函数的Ｂｏｄｅ图

Ｆｉｇｕｒｅ３－５ＢｏｄｅｐｌｏｔｓｆｏｒＴｒａｎｓｆｅｒＦｕｎｃｔｉｏｎ

３．３电路的稳定性分析

次谐波振荡的分析【２３】３．３．１

电感电流的波形及其斜率如图３－６所示。ｍ。表示电感电流增加的斜率，一鸭表示电感电流减小下降的斜率。ｍ。与一鸭的计算公式为：

加。＝Ｔｚ，－Ｚｏ，一％＝了ｖｏ（３－２１）

名为输入电压；％为输出电压。

当ｔ＝ｄ五，‘（ｄ五）＝ｔ（Ｏ）＋ｍ。ｄ瓦

当ｔ＝五，ｉ，（Ｔｓ）＝ｉｔ（０）＋ｍｌｄｒｓ－ｍ２ｄｒｓ（３－２２）（３－２３）

（３．２４）在稳态时ｔ（五）＝ｔ（ｏ），可得堕＝要，ｄ’＝１一ｄｍ．ａ。

，一／７刀毛／＼。。一朋２

识——ｊ—————————＋瓦ｆ

图３?６电感电流的波形图

Ｆｉｇｕｒｅ３－６Ｔｈｅｉｎｄｕｃｔｏｒｃｕｒｒｅｎｔｗａｖｅｆｏｔｉｎ

采用峰值电流模式控制的电路，在没有斜坡补偿时，当占空比大于５０％时，控制环就会变得不稳定，具体原因分析如下。图３．７中，ｉｃ是电流内环的控制量，“是扰动电流，ｍ。、ｍ２分别是电感电流的上升沿及下降沿斜率。实线为实际输出的电感电流，虚线为无扰动时的电感电流。由于开关频率通常都较高，因此这里假定在开关周期内，电感电流是线性变化的。令ｅ为馘所引起的偏差，根据几何关系，可得相邻开关周期内ｅ的递推表达式：

ｅｌ＝一（ｍｚ／铂）×ｑ—ｌ

则第ｎ周期的误差：（３—２５）

巳＝（一朋２／ｍＩ）”×Ｐ。（３．２６）

因此当ｍ。＞鸭时，也就是占空比小于５０％，误差是收敛的，其频率为开关频率的ｌ／２，振幅逐渐趋向于零，系统是稳定的；而当，，ｌ，＜％时，此时占空比大于５０％，误差振荡发散，系统不稳定。根据这样的分析，可以认为电流控制环的闭环传递函数含有一对共扼极点，其虚部对应的振荡频率为开关频率的１／２，实部对应的衰减系数与ｍ。和ｍ，有关。

（ａ）占空比小丁５０％

～＼、、、。二

二叶ｌｉｌ

（ｂ）ｆＪｆ空比人于５０％

图３．７不同占空比下的电感电流的波形图

Ｆｉｇｕｒｅ３－７Ｗａｖｅｆｏｒｍｏｆｉｎｄｕｃｔｏｒｃｕｒｒｅｎｔｏｎｄｉｆｆｅｒｅｎｔｄｕｔｙｃｙｃｌｅ

３．３．２斜坡补偿原理

由上述分析知，当占空比大于５０％时，此时电感电流上升率小于电感电流下降率，系统是不稳定的。消除次谐波振荡是通过增加人工谐波补偿，即是给控制量ｔ增加一个负斜率的斜坡，如图３．８所示。增加斜坡补偿的目的是减小电流环在１／２开关频率处的增益。乞（ｆ）表示谐波补偿函数，增加补偿函数后如图３－９所示。新的控制变量为【之－－／ａ（ｔ）】，其斜率为一％。因此在开关管关断时，电感ｅｇ＇流ｉＬ应满足条件：

乞（ｄｔ）一ｔ（ｄＣ）＝ｉｃ（３－２７）

图３－８补偿网络波形图

Ｆｉｇｕｒｅ３－８ＷａｖｅｆｏｒｍｏｆＣｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎＮｅｔｗｏｒｋ

图３－９电感电流波形和补偿波形的关系图

Ｆｉｇｕｒｅ３－９ＷａｖｅｆｏｒｍｏｆｉｎｄｕｃｔｏｒｃｕｒｒｅｎｔＶＬ－ＴＳＵＳｗａｖｅｆｏｒｍｏｆｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ

增加谐波补偿后，新的朋滓ｍ，＋鸭，碱＝ｍ：一％（３．２８）图３－９中ｍａ为补偿斜率，由几何关系可知，加入斜坡补偿后的误差递推表达式为：

巳＝（一（％一％）／（％＋历。））“ｘｅ０

因此选择合适的％，就可以使（３．２９）

（ｍ２一％／％＋ｍ１）＜１

因为在稳定条件下，Ｄ?ｍ。＝一（１一Ｄ）％，

制系统稳定充要条件为：（３．３０）消去％＞（一１／２）ｍ２，整理后峰值电流控

——＞一

程（３－３１）有：ｍａ＞（一１／２）ｍ２。—ｍ—ａ＞—２Ｄ—－１（３－３１）２，Ｄｍ，由式（３—２９）可知，当没有斜率补偿时，即％＝Ｏ，必须要求占空比Ｄ＜０．５，这就是理论上不加偿时，占空比Ｄ＞０．５时系统将不稳定；在１００％占空比下求解方

满足式（３—３１）就可确保系统的稳定性。对于Ｂｕｃｋ电路ｍ：是固定不变的。可得％＝互１鸭时，满足式（３－３１）最小值，既可以消除输入电压波动对输出的影响，从而保证变换器的占空比５０％时变换器能稳定Ｉ作。在控制工程实际中，补偿斜率％一般取为％＝Ｏ．７５ｍ２。这样既可以保证系统符合稳定条件；又保证了系统动态指标。

３．４峰值电流控制ＢＵＣＫ变换器的仿真研究

针对上述的理论论述，对峰值电流控制ＢＵＣＫ控制器进行斜坡补偿，用ＰＳＩＭ６．０软件建立峰值电流控制ＢＵＣＫ变换器仿真电路，进行时域仿真。电路中的参数选取：输入电压ｖｆ＝１２伏，负载为两个大功率ＬＥＤ灯。电感取３００ｕＨ，开关频率为１００ＫＨｚ，取样电阻足取０．５Ｑ。由于峰值电流控制控制模式是固定时间导通，峰值电流时关断的特性，为了满足平均电流满足３５０ｍＡ驱动，可将峰值电流设定为３７０ｍＡ。电路结构图如下：

（

Ｖ

图３．１０峰值电流控制模型图

Ｆｉｇｕｒｅ３—１０Ｐｅａｋｃｕｒｒｅｎｔｃｏｎｔｒｏｌｍｏｄｅｌ峰值电流控制电路在加入斜坡补偿时，此时电路的Ｄ大于Ｏ．５。将电路仿真得

到电感输出电流及开关管的占空比波形图３．１１及图３．１２，可以看出在引入斜坡补偿之后电路电感输出电流保持稳定。

…胁Ｍ氏舻淞ｐ、：八Ａ：＾Ａ羚Ａ：ＡＡ：Ａ气肘、：ｆ＼ｆ＼卜ＡｉＡＡ：Ａ。？

ｆ

图３－１１ＬＥＤ电流波形图

Ｆｉｇｕｒｅ３－１１ＷａｖｅｆｏｒｍｏｆＬＥＤｃｕｒｒｅｎｔ

图３．１２占空比Ｄ波形图

Ｆｉｇｕｒｅ３－１２Ｗａｖｅｆｏｒｍｏｆｄｕｔｙｃｙｃｌｅ

电路去掉斜坡补偿时，将电路仿真得到电感输出电流及开关管的占空比波形图３—１３及图３．１４，电路的输出电流波形出现了次谐波震荡，电感电流变得不稳定。２８

／，、，＼／＼＾／＼，、＾，、／、＾，、／、Ｉ，、，、／、＾ｌ／、／、＾，、Ｍ八八八／＾＼八八／＼／＼ｌ／＼八八八／＼；；

｝

｜

；

｜

图３．１３未斜坡补偿的ＬＥＤ电流波形图

Ｆｉｇｕｒｅ３－１３ＷａｖｅｆｏｒｍｏｆＬＥＤｃｕｒｒｅｎｔｗｉｔｈｏｕｔｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ

图３．１４未斜坡补偿的占空比Ｄ波形图

Ｆｉｇｕｒｅ３－１４Ｗａｖｅｆｏｒｍｏｆｄｕｔｙｃｙｃｌｅｗｉｔｈｏｕｔｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ

３．５小结

本章分析了峰值电流型Ｂｕｃｋ驱动电路的工作原理，建立了小信号分析模型，得到电路的传递函数，并进行了频域仿真。通过对峰值电流控制模式电感电流的稳定性分析，得出当电路占空比Ｄ＞０．５时，峰值电流控制模式会出现次谐波震荡，造成电流的不稳定。所以论文中论述了通过加入斜坡补偿来消除电路的不稳定。本章对峰值电流控制电路设计了仿真原理图，进行了时域仿真。由于峰值电流模式是电流峰值为控制信号，所以驱动电流与预期驱动ＬＥＤ平均电流仍有一定误差。

４基于ＰＩＤ控制的峰值电流型斩波降压ＬＥＤ驱动电路研究

近几年，代表绿色、环保、节能的大功率ＬＥＤ在照明中的应用逐渐走进人们的视野，业界也普遍认为：ＬＥＤ路灯、庭院景观灯势必将取代传统路灯，成为一

个世界性潮流与趋势。ＬＥＤ路灯及庭院景观灯的功率最高可达至几百瓦。供电方式多需用市电交流输入。为了降低成本，市场上这类电源设计多采用稳压电源，

输出电流稳定性较差，效率低，体积大，会导致ＬＥＤ实际寿命的大幅度下降，特

别开机时存在的较大的冲击电流极易造成ＬＥＤ灯的损坏【２４１。针对存在的这些问题，本文提出基于ＰＩＤ控制的峰值电流型斩波降压ＬＥＤ驱动的设计方案。

４．１

斩波降压电路设计【２５】【２６】

为了扩大电路的应用场合，满足市电输入需求。本文设计了ＡＣ．ＤＣ的降压电

路。如图４．１所示，２２０Ｖ电压经整流桥Ｄ１整流，精密三端电压基准ＴＬ４３１、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４组成取样检测电路，９０１３、Ｒ７组成限流保护电路，场效应管Ｋ７９０作调整管以及Ｃ１是输出滤波器等。电路稳压工作过程有５个阶段：

Ｉ。

坦‘Ｋ７∞

ＤＩ

２００Ｋ＿：Ｒ１

ＺＰ

砭

９０１３

Ｒ５Ｓ３ｉ１∞Ｆ１，，

ｌ、

，』

●

Ｄ２ＬＺＰ

Ｃ１

２２０～，Ａｃ，一、、、

一一ｏ‘

十卜

岁

？、ｉ＞７一．。ＴＬ４３１“

≤＿Ｊ辛Ｒ３

Ｏ．４ａ＾

几

：Ｄ３尹

２０Ｋｔ

一

１６ｕ

；Ｒ６

。羔二，２０Ｋ皇Ｒ８

图４－１斩波降压电路图

。｝

Ｖｏｕｔ

—＝

Ｆｉｇｕｒｅ４??１Ｓｔｅｐ??ｄｏｗｎｃｈｏｐｐｅｒｃｉｒｃｕｉｔ

阶段１（０～‘）（见图４－２）假设此时Ｃ１是充满电的，精密三端电压基准ＴＬ４３１

检测到整流输入的电压低于设定值２．５Ｖ时，此时ＴＬ４３１不导通，输出电容Ｃ１上的电压通过电阻Ｒ８对功率开关管Ｑｌ施加一个高电压，功率开关管Ｑ１导通，但

此时的输入电压巧低于Ｃ１上的电压％，所以整流二极管反偏置，输入电流Ｌ为零。输出电容Ｃ１来维持输出电流，电压为：

ｃ丝一去（４－１ｄｔ

行充电，此时电路的电压公式Ｒ…）阶段２在‘时刻，巧开始大于电容电压，此时输入电流丌始上升，并对Ｃｌ进警＝ｃ盟＋之（４－２Ｒ

。ＨｆｄｔＲ。“，）’

到ｔ２时刻，Ｒ２上端的输入电压Ｋ开始大于设定的参考电压％，％通过电阻Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４取值来设定。基准稳压器ＴＬ４３１导通，功率开关管Ｑ１的电压由此被拉低从而关断。

阶段３（ｔ２一ｆ４），电容Ｃ１提供输出电流，故输出电容Ｃ１的电压％下降，按式（４?１）。到ｆ３时刻，巧＜％，基准稳压器ＴＩＡ３１关断，输入电压通过电阻Ｒ８对功率管Ｑ１的极间电容ｃｏ，充电，极问‰开始上升，到ｆ４时刻，‰到达Ｑ１的导通电压，Ｑｌ开通。

阶段４（‘～毛），输入电压对Ｃｌ进行充电，输入电流上升，圪按式（４．２）跟随巧上升，到如时刻，巧＝％，充电停止。

阶段５（ｆｓ～ｆ６），输入电流为零，输出电容Ｃ１放电，电压按式（４．１）变化，直到下个周期。其中：Ｈ＝ＶＩｎｓｉｎ（ｗｔ），０＜ｗｔ＜万。

２２０

Ｖｒｅｆ

０

ｌ｜。：八、一：八：＼漱’两—＿＼弋。。～－－、§●｛５ｍｓ１０ｒｅｓ：１５ｍｓ２０ｍｓ７

ｎ广

Ｆｉｇｕｒｅ４－２‘ｆ．Ｗａｖｅｆｏｒｍｎｏｆｓｔｅｐ－ｄｏｗｎｃｈｏｐｐｅｒｃｉｒｃｕｉｔ八。一图４．２斩波降压电路波形图

￡

莩》

图４．３输出电压瞬时分析图

Ｆｉｇｕｒｅ４－３Ｗａｖｅｆｏｒｍｏｆｔｒａｎｓｉｅｎｔａｎａｌｙｓｉｓｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅ

通过电压的瞬时分析可知，在电路输出电压值为ＩＯＯＶ时，其电压纹波波动较小，基本满足设计要求。

４．２基于ＰＩＤ控制的峰值电流型变换器的研究及设计

电流控制方式是双闭环控制模式，即电压外环控制与电流内环控制。系统为二阶系统。输出滤波参数ＬＣ大，频率参数，：．：ｌ／２ａ＂Ｌ、ｆＬ－ｃ较低，所以，在中频段系统是以．４０ｄＢ／ｄｅｃ的斜率穿越零分贝线的，如果采用ＰＩ调节器，可以减小稳态误差，要想加快其响应速度，则需增大比例系数Ⅺ，这将导致系统不稳定。为使系统满足稳态性能、动态性能和稳定性要求，应对系统进行校正，根据幅频特性，采用ＰＩＤ功调节器可以满足要求。

４．２．１基于ＰＩＤ控制的峰值电流变换器的工作原理

４．２．２电路基本结构

如图４－４所示是ＤＣ模块的基于ＰＩＤ控制的峰值电流控制电路，包括ＬＥＤ负载电路、恒流控制电路等模块。ＬＥＤ负载电路由ＭＯＳＦＥＴ开关Ｓ，大功率ＬＥＤ灯，３２

电感Ｌ，续流二极管Ｄｌ以及电流检测电阻Ｒ。组成。ＬＥＤ恒流控制电路则包括：用于检测ＬＥＤ电流的单元，在本电路中将检测的电流信号转化为电压信号，以此来与基准电压进行比较；用于产生基准电流信号的基准电压信号的产生部分；用于与检测电流信号与所基准电压信号的比较电路部分，此装置来产生一个反馈信号。控制电路具体由参考电压，补偿电路，ＰＷＭ控制调节器，振荡器，ＲＳ触发器以及驱动电路组成。‰为参考电压。放大器与电阻Ｒ１，Ｉ也，Ｒ３，如，ｃＩ及Ｃ组成ＰＩＤ控制调节网络。使稳态时单个周期开关导通期间电压圪等于基准电压圪。Ｆ，消除平均电流的稳态误差，从而精确平均电流。。具有比普通电流控制电路更好的调节性能，控制的作用更明显，对外部的输入电压具有更好的抑制能力，使得在全电压的范围内输出稳定。

ＤＲ

图４＿４ＰＩＤ控制的峰值电流型控制电路模型图

Ｆｉｇｕｒｅ４－４ＰｅａｋｃｕｒｒｅｎｔｍｏｄｅｃｏｎｔｒｏｌｃｉｒｃｕｉｔｂａｓｅｄｏｎＰＩＤｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ

４．２．３电路工作原理

当开关Ｓ管导通时，此时ＲＳ触发器置位，通过检测足的电流ｔ线性上升，此信号也可看作为脉冲信号圪，作为电流控制器的输入信号。圪与电压控制补偿电路的输出电压‰进行比较产生误差信号％，通过Ｒｓ触发器变成脉冲ｄ（ｆ）。当３３

脉冲信号ｖ与％相等时，功率开关管Ｓ截止。电感通过续流二极管Ｄ１对ＬＥＤ进行续流。这是一种固定周期的开关定时导通的控制方法。

４．３ＰＩＤ控制的ＢＵＣＫ型电流控制器的小信号模型分析

ＰＩＤ控制方程４．３．１

ＰＩＤ弪制很琚图４－４所不，夕Ｕ出兵控制万槿。

根据ＰＩＤ控制原理，可得出：

％２熹

电流的稳态误差为零。可得：（４－３）ｙｃＰ＝Ｋ尸?［（矿，∥一ｙ矗，）＋ｊＩ＿Ｊｏｌ＇ｍ（矿，∥一ｙ矗，）ｄｒ＋Ｌ兰』！二兰三手二型］（４－４）当微分环节为零时，由在一个开关周期内，当系统处于稳态时，检测电阻的

等．ｆ（％一％肛ｏ（４－５）

Ｋｚ／，?｛ｒ７：（％一％）冼＋Ｅ（％一。）出｝＝ｏ

上式化简得：（４．６）

等．ｆ‘％出＝乏％（４－７）

由公式可以看出，电流控制的时间处在开关导通的区间，既可以通过控制开关管导通时的申．流来窨成一个周期的电流榨伟ｆＩ．

４．３．２基于ＰＩＤ控制的峰值电流控制电路模型如图４－５所示斜坡补偿及电感控制电流ｔ（ｆ）的电流波形图

）ｔ（Ｌｉ）１－４（ｓＴＺ＇一Ｄ）ｔ了（２ｌｆ—一ｓＴ２Ｄ）ｔ（，ｉｆｒ下一＾

Ｏ

图４．５斜坡补偿及电感电流波形图

Ｆｉｇｕｒｅ４?５Ｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎａｎｄｉｎｄｕｃｔｏｒｃｕｒｒｅｎｔｗａｖｅｆｏｒｍ当电路中加入斜坡补偿后，在开关管开通时电感峰值电流值ｔ（ｆ）不再等于控制电流‘（ｆ），两者差值为ｍｏｄＴ，。ｍａ为加入补偿电流波形的斜率。在［０＇ｄＺ】及

【ｄ乃，Ｉ】区间内，

（聊－＝半，ｍｚ＝兰孚，匕为输入电压；咋为ＬＥＤ等效的电压源；１，为输出电压）。可得电感电流纹波的平均值为下ｍ，ｄＺＴ，＋堡等兰。所以电感电流的平均值为ｉＬ（ｔ）的峰值与其平均值的差值为Ｔｍ，ｄｒ５与—ｍ２Ｆｄ＇ｒｊ

（㈣瓦＝（ｗ））‘一％以一Ｔｍ，ｄ２Ｔ，一警对下列变量引入小信号扰动（㈣

（ｔ（ｆ））￡＝ｔ＋乏（ｆ）（‘（ｆ））瓦＝‘＋乏（ｆ）ｄ（ｆ）＝Ｄ＋０（ｆ）

（４－９）ｍＩ＝肘ｌ＋ｒｈｌ（ｆ）ｍ２＝Ｍ２＋ｒｈ２（ｆ）

将方程（４－９）带入方程（４—８）可得表达式（４．１０）衲＝衲一（ＭａＴｓ一叫ｚ—ＤＭ：ｚ厕一业磐一Ｔｒｈ２（ｔ）ｄ＇２Ｔｓ（４—１０）‘化简得：衲一＝之ＩＩｆ）一ＭｏＴ，ｄ（ｔ）一———二—一一———＿＝－一３５

由上式可得ｄ（ｔ）的表达式缸）＝去（瀹渺华一华）

讹）＝警州垆等

３（０＝ｋ【％（ｆ）一吆（ｆ）一红也（ｆ）一氏移（ｆ）】（４－１２）因为控制电路中的参数变量都是以电压的形式作为控制参数，所以可将ｔ（，）及之（ｆ）表示为：（４－１３）由式（４—１３）的定义，可将表达式线性化表示为．（４．１４）

其中ｋ＝丽１；恕＝基；屯＝簧。

根据上述分析及前一章对Ｂｕｃｋ电路的传递函数的分析，可得到基于ＰＩＤ控制的峰值电流型控制电路的小信号闭环系统模型。

图４－６小信号闭环系统模型图

Ｆｉｇｕｒｅ４－６Ｓｍａｌｌ??ｓｉｇｎａｌｃｌｏｓｅｄ—?ｌｏｏｐｓｙｓｔｅｍｄｉａｇｒａｍ

由图４－６可得各参数变量的频域表达式

开环传递函数为丁０）：—ＧｃＫｍＧｍ—ＧｖａＨ（ｓ）一１＋Ｋ，如瓯Ｇ讨（ｓ）（４—１５）

Ｖ）０２．４（

输出电压：争霸掣ｍ篙＋乙?而Ｚｏｕ，（Ｓ）

一ｌ＝——————————————＝Ｌ—————＝———＝——＝＝——＝＝——————————一吃（ｓ）Ｊ畸ｚｏ１＋Ｋｋ瓯％＋Ｋ。Ｇｃ瓯吼Ｈ（ｓ）一（４—１６）移（ｓ）对输Ａ．ｑｌ压，Ｌ（ｓ）的传递函数瓯（Ｊ）为蚕（ｓ）Ｉ瓯一Ｋｋｑ吼（４－１７）

闭环传递函数

一１．．＝一一移（ｓ）ｌ

移阿（ｓ）Ｉ乏二。１ｒ（ｓ）日（ｓ）１＋丁（ｓ）（４—１８）

４．４控制电路设计方法和步骤

根据４．１节介绍的斩波降压电路的直流电压输出，可知峰值电流型Ｂｕｃｋ变换器中输入电压圪＝１００Ｖ，设输出ＬＥＤ负载电压Ｖｏ＝３５ｖ，开关频率ｆ＝１００ＫＨｚ，负载电流，＝３５０ｍＡ，电感电流纹波峰－峰值Ｉｐｐ＝７０ｍＡ，Ｌ＝２ｍＨ，检测电阻Ｒ。＝Ｏ．８Ｑ，开关管Ｓ１选用Ｎ沟道功率ＭＯＳＦＥＴＩＲＦ８４０ＡＳ，开通电阻ｇｏｎ＝Ｏ．８５Ｑ，Ｉｏ＝６．０Ａ。

１、确定Ｈ（ｓ）

电路中检测电阻足＝０．８ｆ２，额定电流为３５０ｍＡ，所以‰＝ｏ．３６Ｖ，取％＝Ｖｓｅｎ＝０．３６Ｖ，所以

Ｈ（ｓ）＝％／‰＝ｌ

２、确定传递函数嘞（ｓ）（４－１９）Ｄ：坚型：ｏ．３５

ｑ、

Ｇ：沪靼：————丝趟丝型坠趔咝玉ｓ２Ｒ，ＬＣ＋（Ｌ一２‰足Ｃ＋月厶Ｄ足Ｃ弦＋Ｄ（月厶∞＋２￡Ｈｔ四＋￡喝）”２赢（４－２１）㈣２１、…７

ｄ（ｓ）

３、计算无ＰＩＤ控制补偿时系统开环传递函数Ｔ（ｓ）

无ＰＩＤ控制补偿时，传递函数ｇ（Ｊ）＝１，代入式（４．１５），得到无ＰＩＤ控制补偿３７

时系统开环传递函数ｒ（ｓ）为

ｒ（ｓ）＝日（ｓ）—；鱼端２—；尘器２毛了：二）１４｝＝：石１～Ｊ＋１１～＋Ｋｖｋｑ吼（Ｊ）＋，蚝瓯嘞（ｓ）Ｋ（４?２３）、。

”１＋』一＋ｒ』一、２

ｇｈ，ｌ，ｏ、ｗＤ’

瓦＝≤筹为乇２７

厂＝１．４ｘ１０４Ｈｚ，相位裕量为Ｔ（ｊｏ）＝３５０。睁２４，无ＰＩＤ控制补偿时，由式（４—２３）可求得，函数穿越频率１．０＝８８７６３ｒａｄ／ｓｅｃ，

Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ（ｒａｄ／ｓｅｃ）

图禾７无补偿时系统开环传递函数波特图

Ｆｉｇｕｒｅ４－７Ｏｐｅｎ—ｌｏｏｐｔｒａｎｓｆｅｒｆｕｎｃｔｉｏｎＢｏｄｅｐｌｏｔｓｏｆｗｉｔｈｏｕｔｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｓｙｓｔｅｍ

４．４．１ＰＩＤ控制补偿设计

控制补偿电路的设计是开关变换器瞬态设计的重要组成部分。超ｆｊ｛『（ＰＤ）控制补偿器用来改善相位裕量和增大反馈环的带宽，抑制高频扰动，滞后（ＰＩ）控制补偿器用来增大低频环增益，抑制低频扰动，使稳态误差更小。ＰＩＤ控制补偿器集合了超前（ＰＤ）补偿器和滞后（ＰＩ）补偿器的优点，低频时，增大低频环增益，实现输出电压低频分量的精确调节；高频时，改善相位裕量。ＰＩＤ控制补偿器与ＰＩ控制补偿

器相比，除了同样具有提高系统的稳念性能的优点外，还在提高系统动态性能方面，具有更大的优越性。故在电流内坏内增加一个ＰＩＤ校正控制网络，使其能减小电流波动，精确控制ＬＥＤ的电流，具有良好的负载调节特性。

ＰＩＤ控制调节电路图如下

图４．８ＰＩＤ调节电路图

Ｆｉｇｕｒｅ４—８ＰＩＤｒｅｇｕｌａｔｏｒｃｉｒｃｕｉｔ

ＰＩＤ控制补偿器的传递函数为：Ｑ＝警‘磊熬屯爿彤（１＋一多）（１＋兰）（４－２５）

式中Ｇ旷纛；咝＝去；Ｋ＝志；％＝糍。

加入控制补偿器后的传递函数的穿越频率Ｚ是开关频率Ｚ的十分之一，即Ｚ＝ｏ．１ｆ，＝１０ＫＨｚ，比＝２以＝６２８３１ｒａｄ／ｓｅｏ。

由图４．７可知，系统在１０ＫＨｚ出的幅频特性上的赋值为．４．９５相位裕量为４１度。假设控制补偿后相位裕量为６０度，零极点频率计算公式为【１６】

＝，。．：：

乞＝ｏ善

３９２．６８ＫＨｚ（４－２６）７．３２０５ＫＨｚ（４—２７）

补偿后，系统开环传递函数Ｚ（ｓ）为

（１＋！一）（１＋堕）（１＋兰）

黔∞川垆ｚ希Ｗｉ■，．ｑ丙Ｗｗｐ（４－２８）（１＋一！）（１＋ｊ＋（。）２）ＱＷｏ％

令‘＝以＝惫＝１ＫＨｚ，当忆（ｓ）｜ｌ＝ｌ时｜｜ｇ（／比）ｏ＝３４．３８。有式（４．２¨．２８）ｎ－Ｉ推知

６’ｒ（ｓ）：兰：二三！！：工委蔓ｓ三签．２３４蒸４９１一一）

ｌ＋Ｊ（４．２９）

一

３６７８３１

胁。竺叠进竺塑噩曩！瓦（ｓ）＝——（１＋二－』ｓ幽ｉ）（￡１＋—ｓ』二＋（４二７４８巡五）２）件３。，（４－３。）

Ｉ匕塞童适厶堂亟±堂位ｉ金塞基王￡！旦控剑的蝰值电逋型堑遮隆压Ｌ星立壅麴生蹬班宜

ＢｏｄｅＤｉａｇｒａｍ

一心竹哂图４．９Ｐ］Ｄ补偿网络传递函数波特图

Ｆｉｇｕｒｅ４－９ＰＩＤｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｎｅｔｗｏｒｋｔｒａｎｓｆｅｒｆｕｎｃｔｉｏｎＢｏｄｅｐｌｏｔｓ

４．４．２ＰＩＤ控制电路参数

哞但电；０９垄ｄＢｕｃｋ父秧器明ＰＩＤ仆１芸器如图４－８所不，由瓦４－２５及４－２８，司求得Ｂｕｃｋ变换器的ＰＩＤ补偿器电路参数羁、ｃＩ、Ｒ、ｃ２、Ｒ：

Ｇ叫＝去吐７３

咝２瓦１百２１６８３８ｍｄ／ｓｅｃ，心２１３ＫＱｑ＝４．５ｎＦ

屹２毫ｌ＿２６２８３蒯几ｅｃ，足２６６ＫＱＧ＝２．５ｎＦ

％＝糍之３例刎慨纠ＫＱ

４１

４．５ＰＩＤ控制的ＢＵＣＫ型电流控制器的频域仿真

Ｂｕｃｋ变换器的闭环稳定性判断准则４．５．１

在闭环开关电源变换器中，环路中的任何环节都有可能引入噪声和干扰，要使系统在任何条件下稳定工作，一般要采用反馈补偿改善系统频率响应。如果干扰信号和反馈信号相位相同，变换器就会不稳定，甚至会出现振荡。假设反向端输入一个交流信号，负反馈引入１８００相移，这时反馈阻抗网络相移为１８００。若增益＞ｌ，即使输入信号消失后，还会有输出信号，这样系统变得不稳定，产生自激振荡。在实际的工程应用中，经常用增益裕量和相位裕度来测试系统的稳定性。

增益裕量：假设环路Ａ（ｊｗ）Ｆ（ｊｗ）相移为－１８００时候频率为‘，则

增益裕量２匹不丽１

相位裕度：假设环路增益Ａ（ｊｗ）Ｆ（ｊｗ）为ｌ时的穿越频率（ＣｒｏｓｓｏｖｅｒＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）为，则相位裕度＝１８００＋Ｘ［Ａ（ｊｗ）Ｆ（ｊｗ）】。

工程实际应用中，为了保证开关电源变换器环路响应稳定，一般要求增益裕量至少６ｄＢ，相位裕度大于４５。。

４．５．２电路参数设计

以输入２２０ＶＡＣ＋１０％输出电压３０Ｖ，输出电流３５０ｍＡ的ＬＥＤ灯为例选择参数。对于３５０ｍＡ输出的ＬＥＤ灯驱动采用两级降压方式，前一级输出电容输出电压取１００Ｖ～１５０Ｖ，可以得到Ｃ＝１５ｕＦ，电阻Ｒ＝１００Ｋｆ２。当输出电压精度为±２％时，输出电流可以满足要求。令△Ｉ＝２００ｍＡ得到电感Ｌ＝２．２ｍＨ。

加入补偿补偿后，系统开环传递函数彬＝６．２７ｘ１０５ｒａｄ／ｓｅｃ，相位裕量缈＝６１。图４－９为ＰＩＤ补偿器传递函数Ｂｏｄｅ曲线。由图４．１０系统开环传递函数ｒ（ｓ）和Ｔｖ（Ｓ）Ｂｏｄｅ曲线可得到，未补偿Ｔ（ｓ）＝ｌ时，穿越频率比＝８．６７ｘ１０５ｒａｄ／ｓｅｅ，相位裕量缈＝３５。；采用ＰＩＤ补偿器后，穿越频率彬＝６．２７ｘ１０５ｒａｄ／ｓｅｃ，相位裕量够＝６１。，对应频率为１０．０６ｋＨｚ－－一２４．２６ｋＨｚ，增益裕量为７５ｄＢ。图４。１１输出检测电４２

压对输入电压的传递函数，其幅频特性的最大值为．７６．５２ｄＢ：基于ＰＩＤ控制的闭环输入电压对输出检测电压传递函数幅频特性的最大值为．１３３．２ｄＢ。可以看出在低频段基于ＰＩＤ控制的传递函数增益要比普通峰值电流传递函数Ｇｌ。要低，所以输入电压的波动对输出检测电压的影响会更小。

研究表明：引入ＰＩＤ补偿器后，系统的稳态增益、带宽、稳定裕量增大，稳态精度、稳定性得到提高，抗负载扰动和抗输入电压扰动的抑制能力得到加强，反映了本章闭环系统的建模分析和控制电路设计的Ｊ下确性。

ＢｏｄｅＤｉａｇｒａｍ

１００

５０

∞口

∞

雩０

Ｃ矗哂

苫．５０：．－．’．。｝霎‘爹．．’霎．萋．萋’．?．?’霎ｉ—ｉ！ｉｉ！．．．．ｉ

图４．１０系统开环传递函数波特图≤｝｝霎多．至至蓁；㈡玺…．．；…；．．；．■｛蠢：：：：：：：：奠§≤ｌ薹：：｛；；≮：；：：：：：口口Ｉ∞、＿，Ｃ山∞∞仍

Ｆｉｇｕｒｅ４－１０Ｓｙｓｔｅｍｏｐｅｎ—ｌｏｏｐｔｒａｎｓｆｅｒｆｕｎｃｔｉｏｎＢｏｄｅｐｌｏｔｓ

闭环传递函数的波特图：４３

＝ｉ匕立交适厶堂亟±堂位ｉ金塞基工￡Ｉ旦控剑的蝰值生速型堑这隆廷Ｌ基Ｑ堡动生蹬逝塞

ＢｏｄｅＤｉａｇｒａｍ

．１００

．１Ｓ０

—２００

．２５０

∞奄ｖ∞协哂ｃ正

图禾ｌｌ系统输入输出传递函数波特图

Ｆｉｇｕｒｅ４?１ｌＳｙｓｔｅｍｉｎｐｕｔ－ｏｕｔｐｕｔｔｒａｎｓｆｅｒｆｕｎｃｔｉｏｎＢｏｄｅｐｌｏｔｓ

４．６ＰＩＤ控制的ＢＵＣＫ型电流控制器的时域仿真分析

用ＰＳＩＭ６．０仿真得到输出电流及开关管的占空比波形如图４．１２、图４．１３所示：㈣

哺

哺

懈

呦

㈣

啪ＩＩ．秘÷小∥’＾：＾ｐ产７、小恕产Ｊ吣Ⅳｐｔ小＾＾，蚺一≯．Ａ；Ａ＾ＡＡ＾＾ＡＡＡ卜ＡＡｒ越Ａ，蚺＾，、Ａｉｆ｝≯’

０舯

Ｔｉｍｅ（ｒｒ－旬Ｉ｛哪《嘲Ｏ∞

图４．１２ＬＥＤ电流波形图

Ｆｉｇｕｒｅ４－１２Ｗａｖｅｆｏｒｍｏｆｉｎｄｕｃｔｏｒｃｕｒｒｅｎｔ

…｜

。｜

雕

ｌ‘争ｌ。｜

ｌ一，

●＿－

图４．１３占空比Ｄ波形图

Ｆｉｇｕｒｅ４—１３Ｗａｖｅｆｏｒｍｏｆｄｕｔｙｃｙｃｌｅ

由图２３及图３８对比可以看出，由于电路中加入了ＰＩＤ控制，积分环节使得ＰＩＤ控制的ＢＵＣＫ型电流控制器的ＬＥＤ电流上升更加平稳，在保证较高的动态响应的情况下，减小了电流的稳态误差，提高了电流的控制精度，并符合了之前频域分析的结论。

４．７本章小结

为了满足电源市电输入的需求，本章首先介绍了斩波降压电路，分析了其工作原理。并结合电路的瞬时特性的仿真。结果满足了设计要求。

其次在第三章对峰值电流控制模式电路的分析基础上，针对其存在的缺点，提出了ＰＩＤ控制方式的电峰电流型控制电路。结合第三章推导的小信号模型得到基于ＰＩＤ控制的峰值电流型控制电路的小信号闭环系统模型。并对电路进行了频域及时域仿真分析。通过频域分析可知，ＰＩＤ控制的峰值电流型控制电路的系统的稳态增益、带宽、稳定裕量增大，稳念精度、稳定性得到提高，抗负载扰动和抗输入电压扰动的抑制能力得到加强。通过时域分析可知，ＰＩＤ控制的峰值电流型控制电路的输出电流的启动更加平缓，稳定后输出电流的误差进一步减小。反映了本章闭环系统的建模分析和控制电路设计的Ｊ下确性。４５

５系统电路实验测试与结果分析

５．１系统电路设计

峰值电流ＰＷＭ控制电路的设计网【２９】【３０】

目前，ＰＷＭ控制电路的设计可由ＤＳＰ、单片机、专用ＰＷＭ控制芯片等几种５．１．１类型，ＤＳＰ与单片机控制ＰＷＭ存在成本比较高的缺点，故采用低廉的模块化的单片ＰＷＭ控制芯片。目前常用的有ＳＧ３５２５、ＴＩＡ９４、ＵＣ３８２５、ＵＣ３８４２＼４３＼４４等。本电路采用的是安梅森的ＵＣ３８４２。ＵＣ３８４２是一种高性能固定频率电流型控制器，包含误差放大器、ＰＷＭ比较器、ＰＷＭ锁存器、振荡器、内部基准电源和欠压锁定等单元，ＵＣ３８４２的电压调整率可达０．０１％，工作频率为５００ｋＨｚ，启动电流小于ｌｍＡ，输入电压为ｌＯ＂＇３０Ｖ，基准电压为４．９－－－５．１Ｖ，工作温度为０＂７０℃，输出电流为１Ａ。其结构图如图５．１所示。

图５．１ＵＣ３８４２内部系统框图

Ｆｉｇｕｒｅ５－１ＵＣ３８４２ｂｌｏｃｋｄｉａｇｒａｍ

ｌ脚ＣＯＭＰ是内部误差放大器的输出端，通常此管脚与２脚之间接有反馈网络，以确定误差放大器的增益和频响；２脚％是反馈电压输入端，此管脚与内部误差放大器同向输入端的基准电压进行比较，产生控制电压，控制脉冲的宽度；

３脚ＳＥＮＳＥ是电流传感端；４脚碍／Ｇ是定时端。锯齿波振荡器外接定时电容和定时电阻的公共端；５脚ＧＮＤ是接地；６脚ＯＵＴ是输出端，驱动能力是±认；７脚％是电源。当供电电压低于＋１６Ｖ时，ＵＣ３８４２不工作。芯片工作后，输入电压可在＋ｌＯ～＋３０Ｖ之间波动，低于＋１０Ｖ停止工作；８脚‰是基准电压输出，可输出精确的＋５Ｖ基准电压，电流可达５０ｍＡ。

ｌ、供电端设计

由第四章设计的斩波电路输出的电压经电阻Ｒ９、电阻Ｒ１０及电阻Ｒ１１降压后加到ＵＣ３８４２的供电端（％脚），为ＵＣ３８４２提供启动电压。Ｒｌｌ和Ｃ２形成ＲＣ滤波，滤掉开通瞬间的尖峰。Ｄ５、Ｌ２起稳压保护的功能。

２、ＭＯＳ管驱动电路

６脚输出的方波信号经Ｒ１２、Ｒ１３分压后驱动ＭＯＳＦＥＴ功率管。

３、参考电压的设计

参考电压芯片选取ＬＭ３１７，它的电压输入端也是由电阻Ｒ９、电阻Ｒ１０分压得来。在论文中取Ｒ２９阻值等于Ｒ３０，使输出电压为２．５Ｖ。

４、误差放大器的设计

由于在论文中已经设计了ＰＩＤ控制电路，所以不再采用ＵＣ３８４２内部的电压控制环节，为抵消其内部集成的误差放大器的影响，故在外围电路外部加一误差放大器。使ＵＣ３８４２第二管脚输出的电压与误差放大器的电压相同。误差放大器芯片采用ＬＭ３５８。

５、ＰＩＤ电路设计

ＬＭ３５８其内部有两个误差放大器，论文中ＰＩＤ控制补偿电路的设计就由另一个误差放大器来实现。

６、振荡频率设置

在本电源设计中设置开关频率为ＩＯＯＫＨｚ，选取时间电容Ｃ１０＝１０ｎＦ，根据芯片资料的设置震荡频率公式可求得时间电阻尺２５＝两１．７２＝而而１．石７２面＝１．７２ＫＱ。７、浪涌电流的抑制

在开关管导通关闭瞬间，电感线圈会产生较高的浪涌尖峰电压；输出二极管在由于由导通转变为截止的时间很短，在短时间内要让ＰＮ结存储电荷消失就产生反４７

向电流的浪涌。浪涌电流极易损坏电源电路及ＬＥＤ负载，所以要在抑制浪涌电流的产生，本文的电路中使用一个与供电线路串联的ＮＴＣ（负温度系数）热敏电阻限制浪涌电流。它有效地抑制开机浪涌电流，并且在完成抑制浪涌电流作用以后，由于通过其电流的持续作用，ＮＴＣ热敏电阻器的电阻值将下降到非常小的程度，它消耗的功率可以忽略不计，不会对正常的工作电流造成影响。

８、斜坡补偿电路的设计

补偿电路通常由阻容电路、射极跟随器或镜像电流源等构成。由于镜像电流源构成的补偿电路过于复杂，器件参数要求很高，阻容电路设计简单，但具有不太稳定的缺点，不能达到满意的补偿效果。论文以下主要分析由射极跟随器构成的补偿电路。

图５－２斜坡补偿电路图

Ｆｉｇｕｒｅ５－２Ｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔ

在设计斜坡补偿电路时，首先要确定输出电压圪、输出电感Ｌ、开关管最大开通时间ＴＯＭ一一、检测电阻足一、晶振锯齿波的峰－峰值△‰等参数。斜坡补偿电路设计步骤如下：

ｌ、计算输出电感电流下降斜率鸭＝等＝丘Ｌ；

２、计算电感电流反馈电压下降斜率虬＝ｍ２足～；

３、计算振荡器的充电斜率‰＝ＡＺ％。ｍ。，；

４、确定斜坡补偿比例Ｍ、Ｒ及咒值的计算式为Ｍ：生：匕孛，根据工ｍ，“，Ｋ，

程经验取Ｍ＝０．７一Ｏ．８。墨取值范围为ｌ～５ＫＱ，Ｒ值可由上式计算得到。在实际调试电路时，可适当调整蜀，Ｒ的阻值．以改善斜率补偿的作用；

５、根据叠加定理，斜坡补偿后加到芯片电流检测输入端的反馈电压计算式为“：２心Ｒ“墨＋Ｒ）＋ｋＲ／（Ｒ＋Ｒ）。

５．１．２实验电路图

图５－３实验电路图

Ｆｉｇｕｒｅ５－３Ｔｈｅｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｃｉｒｃｕｉｔ４９

１Ｘ）２－５（Ｈｍ

５．１．３电感的选择【３１】

电感是开关电源拓扑的重要组成部分，对其的设计及选取对变换控制器的整体性能及体积起着决定性作用。在设计选择电感之前，首先引出开关电源的最基本的设计参数一电流纹波率，．，它是电感电流的交流分量与其直流分量的比值：

，．：＿Ａ／

』工，．＝——（５．１）Ｉ）一ｌＩ

在本论中选择电感的电流纹波率，Ｉ＝Ｏ．２，开关频率选择１００ＫＨｚ。则：

三＝忑ＦＬＥＤ而ＸＤ＝面丽３５丽ｘ０．丽３５丽＝１．７５，，Ｘ厂０２Ｘ０３５Ｘ１００Ｘ１０．．５

电感量的取值可以比计算的数值适当大一些，在电路中电感量实际选取２．２ｍＨ。５．２实验结果分析

电路测试所用仪器如下：

１、数字示波器（Ａｇｉｌｅｎｔ５４６２２Ｄ）一台

２、数字万用表（Ａｇｉｌｅｎｔ３４４０１Ａ）一台

３、可调直流电源（Ａｇｉｌｅｎｔ６６２７Ａ）一台

４、功率表（ＡｇｉｌｅｎｔＥ４４１９Ｂ）一台

５、大功率照明ＬＥＤｌ０只

５．２．１电源电压恒定时的电流的变化

１、电源电压恒定时的电流的变化

测试方法：在电路输出级上接上ｌＯ个大功率ＬＥＤ，并将数字万用表（Ａｇｉｌｅｎｔ３４４０１Ａ）拨至电流档，串入ＬＥＤ回路中，来测量通过ＬＥＤ的电流，通过调节检测电阻Ｒ使ＬＥＤ电流稳定在３５０ｍＡ。

测试结果：当检测电阻Ｒ＝Ｏ．７６Ｑ时，ＬＥＤ上的电流稳定在３５０ｍＡ左右，上下波动在２０ｍＡ以内。由于实际电路的器件会存在一定的误差与损耗，所以与之前理论分析的数值结果会存在一定差距，但测试结果基本符合要求。

丝噩Ｚ垂厶主塑士：王垃监窑丕统出监芸验测试生结星金妊５．２．２电源电压变化时的电流的变化

测试方法：改变电源电压，用数字万用表（Ａｇｌｌｅｎｔ３４４０１Ａ）观察ＬＥＤ上的电流变化，用数字示波器（Ａｇｉｌｅｎｔ５４６２２Ｄ）观察检测电阻电压、ＬＥＤ电流及驱动ＭＯＳＦＥＴ的驰动电压波形。

测试结果：

当外加电源电压为２２０ＶＡＣ时，大功率ＬＥＤ所加电压为３０Ｖ。驱动ＭＯＳ管门坎的电Ⅱ三及ＬＥＤ的电流波形如下图，此时驱动丌关管的ＰＷＭ占空比为２０％，平均电流为３４４ｍＡ。

图５４ＬＥＤ的电流波形图

Ｆｉｇｕｒｅ５４ＬＥＤ…ｔｗａｖｅｆｏｒＩｒＩ

崮５－５驱动ＭＯＳ管电压波形翻

Ｆｉｇｕｍ５－５Ｗａｖｅｆｏ珊ｏｆｄｒｉｖｉｎｇＭＯＳＦＥＴｖｏｌｔａｇｅ

些瘟窑盟厶‘鼍硒±’芒垃监童丕蕴生堕奎鲢趔蓝生结墨盐蚯

外加电源电压为１８０ＶＡＣ时，大功率ＬＥＤ所加电压为３０Ｖ。驱动ＭＯＳ管门极的电压及ＬＥＤ电流波形如下图。此时驱动开关管的ＰＷＭ占空比为３７％，ＬＥＤ平均电流为３１４ｍＡ。

划５石ＬＥＤ的电流波形幽

幽５－７驱动ＭＯＳ管电压波形圈

Ｆｉｇｕｒｅ５－７Ｗａｖｅｆ—ｏｆｄｆｉｖｉｎｇＭＯＳＦＥＴｖｏｌｔａｇｅ

测试结果可以看出，当输入电压变化４０％时．ＬＥＤ的平均电流的变化可保持在１０％内。当电匪变小时，驱动ＭＯＳ管的电压波形的占空比增大，电感续流的时问减少，从而避免了电流了因电压的减小而下降的情况。表明了驱动电路中控制电路良好的工作效果。

５．３

电源效率的测试

对控制电路串联不同数量ＬＥＤ负载，用功率表（ＡｇｉｌｅｎｔＥ４４１９Ｂ）测试其输

入输出功率情况，数据计入表５．１。从表５．１中可以看出到，电源电路的效率大于８５％，符合了先前的设计预期。

表５．１电源效率测试

＼＼＼

Ｔａｂｌｅ５－１Ｐｏｗｅｒｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｔｅｓｔｉｎｇ

输出

匕ｃ＝２２０Ｖ

负载＼＼

＼

ＬＥＤＬＥＤＬＥＤＬＥＤ

Ｐ（Ｗ）

９．６９３７１２．３４７１４．２８６１８．９１２２３．３４８

Ｖｏ（Ｖ）

２６．２７４３４．３３１４０．７４６５３．８９３６６．４０９

Ｘｏ（Ａ）

Ｏ．３１７Ｏ．３１５０．３０９０．３０４０．３０７

ＥＦＦ℃筒

８５．９２８７．５８８８．１３８６．６２８７．３５

８×１ＷＬＥＤｌＯ×ｌＷ

１２Ｘ

１Ｗ

１６×ｌＷ２０×１Ｗ

５３

６总结

由于ＬＥＤ自身的伏安特性及温度特性，使得ＬＥＤ对电流的敏感度要高于对电压的敏感度。这就要求专门电源来驱动ＬＥＤ。本文针对当前ＬＥＤ特有的电学特性，研究设计了基于ＰＩＤ控制的峰值电流控制的直流驱动方案。经过分析与试验结果得出：该方案满足了精确控制ＬＥＤ驱动电流的要求。

本文所做的工作有：

ｌ、对当前ＬＥＤ驱动电源的控制方法做了介绍，在设计设计驱动电源时应用Ｂｕｃｋ变换器作为主电路，并详细分析了Ｂｕｃｋ变换器工作原理，研究了状态空间法在开关变换器的应用，在连续导电模式下（ＣＣＭ）对Ｂｕｃｋ变换器进行了小信号分析和建模。在此基础之上，分析了峰值电流型Ｂｕｃｋ型驱动器的工作方式原理，对其建模及仿真。

２、为了能够满足交流输入的需求，论文设计了斩波降压的电路方案，分析了电路的工作原理和性能，并对电路进行仿真。针对峰值电流控制电路电流控制精度低的不足，论文提出了基于ＰＩＤ的控制方法，并详细介绍了补偿电路及控制电路的设计。最后对ＰＩＤ控制的峰值电流控制变换器建立了小信号电路模型，进行了稳态分析，推导出了传递函数。通过对其时域、频域仿真分析，验证了理论分析的正确性。

３、在完成电路原理分析与电路结构设计的基础之上，据功能需要进行了电路的总体设计、各模块电路设计。设计制作了恒流驱动电源，并对其进行了实际性能测试。测试结果满足了预先设计的目的，实现了高效、高精度及高可靠性的要求。

本文尚有很多不足之处有待需要０进一步研究与改进。论文只是对在连续导电模式下（ＣＣＭ）的电路进行了分析与设计，没有对断续导电模式下（ＤＣＭ）的电路进行研究与讨论。另外论文对于电路的建模是建立在理想模式下的，没有考虑电感、电容及开关管的寄生参数对电路的影响，这些参数也是导致电路纹波的产生的重要因素，对于电路纹波的产生及消除需要做进一步的研究。

参考文献

【ｌ】传统照企升级迫在眉睫ＬＥＤ成趋势．ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．１ｅｄｃａｃ．ｃｏｍ／ｉｎｆｏ／ｄｅｔａｉｌ／８４．３０８５９．ｈｔｍｌ

【２】董志强．半导体照明领域的第三次革命．电子元件．２００７

【３１Ｊ．Ｒ．柯顿，Ａ．Ｍ．马斯登．光源与照明．第四版．陈大华，刘九吕译．复Ｅ１．大学出版社，２００１年１月

【４】照明学会编（日本）．照明手册．第二版．李农，杨艳译．科学出版社，２００５年７月

【５１－：５．劲，梁秉文．大功率发光二极管光电特性及温度影响研究：光学仪器，２００７年４月第２９卷第２期．ｐｐ４６－４８

【６］ＢｅｎｅｆｉｔｓｏｆＬｕｍｉｌｅｄｓＳｏｌｉｄＳｔａｔｅＬｉｇｈｔｉｎｇＳｏｌｕｔｉｏｎｖｓ．ＣｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌＬｉｇｈｔｉｎｇ．ＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｂｒｉｅｆＡＢ１７．Ｆｅｂ．２００５Ｗｅｂ：ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．１ｕｘｅｏｎ．ｃｏｍ／ｐｄｆｓ／ＡＢ１７．ｐｄｆ

【７】虞志雄．脉宽调制型白光ＬＥＤ驱动芯片的设计【学位论文】．浙江大学．２００６年ｐｐ２１．２２

【８】王峰，梁楚华，郭延生等．大功率ＬＥＤ脉冲驱动电源技术的研究．电源技术应用．２００８年第６期．ｐｐ６７．６９

【９】方佩敏．电荷泵电路的电压调：箝结构及：［作原理电子质量：２００２，Ｎｏ．０２，ｐｐ４１－４３

【１０】雷嫒嫒，五胜益．试论开关电源技术的发展．通信电源技术．２００８年７月第２５卷第４期．ｐｐ７５?７７

【１ｌｌＬＤＯＩｍｐｒｏｖｅｓＷｈｉｔｅＬＥＤＣｕｒｒｅｎｔＭａｔｃｈｉｎｇ．ＭａｘｉｍＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＰｒｏｄｕｃｔｓ，ＭａｘｉｍＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＰｒｏｄｕｃｔｓＰｏｗｅｒＭａｎａｇｅｍｅｎｔ，ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｍａｘｉｍ－ｉｅ．ｃｏｍ／ａｐｐｎｏｔｅｓ．ｃｆｒｎ？ａｐｐｎｏｔｅ＿＿ｎｕｍｂｅｒ＝１０２０，２００２．０３

【１２］李靖，魏琳．开关电源基本原理、发展和趋势．关盘技术．计算技术与自动化

【１３］Ｍｉｃｈａｅｌ

【１４］Ｓｔａｎｄａｒｄ

ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＤａｙ．ＬＥＤ—ｄｒｉｖｅｒｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓ．ＬＥＤ－ｄｒｉｖｅｒｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓ．２００５ａｎｄＷｈｉｔｅＰｏｗｅｒＬＥＤＢａｓｉｃｓａｎｄＯｐｅｒａｔｉｏｎ．ＭａｘｉｍＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＰｒｏｄｕｃｔｓ，ＭａｘｉｍＰｒｏｄｕｃｔｓＭａｎａｇｅｍｅｎｔ（ＡＮ：３０７０），ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｍａｘｉｍ．ｄｅ／ａｐｐｎｏｔｅｓ．ｃｆｉ＇ｎ／ａｐｐｎｏｔｅ＿ｎｕｍｂｅｒ／３０７０／ｌｎ／ｅｎ，２００４?０２

【１５】蔡宜三，龚绍文．高功率电子学一直流．直流变换部分一匕京：科学出版社，１９９３

【１６］ＲｏｂｅｒｔＷ：Ｅｒｉｃｋｓｏｎ，ＤｒａｇａｎＭａｋｓｉｍｏｖｉｃ．Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ

Ｅｄｉｔｉｏｎ）．ＫｌｕｗｅｒＡｃａｄｅｍｉｃＰｕｂｌｉｓｈｅｒｓ，２００１ｏｆＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ（Ｓｅｃｏｎｄ

【１７１胡寿松主编．自动控制原理．第四版．北京：科学出版社２００１

【１８】万山明，吴芳．开关电源（Ｂｕｃｋ电路）的小信号模型及环路设计．电源技术应用．２００４年３月第７卷第３期．ｐｐｌ４２．１４５

【１９１马彦霞，李俊，薄翠梅．Ｂｕｃｋ型变换器的闭环控制性能分析与仿真．中原工学院学报．２００４年８月第１５卷第４期．ｐｐ３７．３９

【２０］杨汝．峰值电流控制模式中斜坡补偿电路的设计【Ｊ】．电力电子技术，２００１，３５（３）：３５－－－－３８．

【２１１周志敏等．开关电源实用技术设计与应片ｊ．北京：人民邮电出版社，２００４．

【２２】朱娟娟．基于ＭＡＴＬＡＢ的ＢＵＣＫ变换器建模与仿真．大众科技．２００８年第４期．ｐｐ７８．７９

【２３】王创社等．开关电源两种控制模式的分析比较【Ｊ】．电力电子技术，１９９８，（３）：７８～８１．

【２４］ＵｎｉｔｒｏｄｅＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎＮｏｔｅ（Ｕ一９７）．ＭｏｄｅｌｉｎｇＡｎａｌｙｓｉｓａｎｄＣｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｏｆｔｈｅＣｕｒｒｅｎｔ－ｍｏｄｅｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒ，Ｈａｎｄｂｏｏｋ１９９３～１９９４，ｕｎｉｔｒｏｄｅ

【２５］黎平．ＬＥＤ驱动电源研究【学位论文】．重庆大学．２００７年ｐｐｌ１．１２

【２６］徐海龙，侯少锋，任永强等．基ＴＴＬ４３１的直流稳压电源设计．仪器仪表用户．２００３年第２５５

期．ＰＰｌ２．１３

【２７１苏成福．市电降压整流电路．电子技术应用．１９９７年第２期．ｐｐ３５．３６

【２８］Ｔｅｘａｓ

增刊．ｐｐ８８．９１

【３０】肖炎根．基于ＵＣ３８４２的电流控制型开关电源．今日电子．２００８年增刊．ｐｐｌ０１．１０３

【３１］ＳａｕｊａｙａＭａｎｉｋｔａｌａ．精通开关电源设计．王志强等译．人民邮电出版社．２００８ＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓＵＣ３８４２Ｄａｔａｓｈｅｅｔｓ【２９］欧浩源，－ｊ．志勇．电流控制型脉宽调制器ＵＣ３８４２在开关电源中的应用．今日电子．２００８年

附录实验效果图大功率路灯驱动效果图

作者简历

刘彬，１９８５年１月１０日生，山东长清人。本科就读于济南火学自动化专业，获学士学位。研究生就读于北京交通人学交通信息Ｔ程及控制专业，攻读ｊ１：学硕士学位。５８

LED恒流驱动电源的研究与设计作者：

学位授予单位：刘彬北京交通大学

本文链接：http://d..cn/Thesis_Y1576749.aspx